采用可变切换频率以及具有非均匀间隙的磁性器件的功率转换器的制作方法

专利名称：采用可变切换频率以及具有非均匀间隙的磁性器件的功率转换器的制作方法
技术领域：
本发明一般地涉及功率电子器件，以及更具体地涉及包括功率开关、用于控制其 切换频率的控制器和具有非均勻间隙的磁性器件的功率转换器。
背景技术：
开关模式的功率转换器(也称作“功率转换器”或“调节器”)是将输入电压波形 转换为特定输出电压波形的电源或功率处理电路。DC-DC功率转换器将直流(dc)输入电压 转换为直流(dc)输出电压。与功率转换器相关联的控制器通过控制其中使用的功率开关 的导通周期来管理其操作。一般地，控制器以反馈回路配置(也称作“控制回路”或“闭合 控制回路”)耦合在该功率转换器的输入和输出之间。通常，控制器测量该功率转换器的输出特性(如输出电压、输出电流、或输出电压 和输出电流的组合)，然后基于此来修改功率转换器的功率开关的占空比。占空比“D”是功 率开关的导通周期与其切换周期的比值。因此，如果功率开关在半个切换周期导通，则该功 率开关的占空比就为0. 5 (或50% )。此外，随着系统如由功率转换器供能的微处理器的电 压或电流动态地变化(如微处理器上的计算负荷变化)，控制器将会配置为动态地提高或 降低其中功率开关的占空比，以将输出特性如输出电压保持在希望的值。设计用于在低功率水平下操作的功率转换器通常采用反馈功率链拓扑结构，以实 现较低的制造成本。设计用于将交流电源电压转换到调节后的直流输出电压以为电子负载 如打印机、调制解调器、或个人计算机供能的具有低额定功率的功率转换器一般地被称作 为“功率适配器”或“交流适配器”。一些功率适配器可被要求提供比标称操作功率水平高 得多的短时峰值功率。具有25瓦标称输出额定功率的功率适配器可被要求在负载的操作 周期相对较小片段内产生高达60瓦的峰值输出功率，例如对于负载的240毫秒操作周期中 的40毫秒(ms)。在功率转换器中所采用的特定功率链路拓扑结构中，磁性器件如功率变压器(也 称作变压器)中磁通量的一部分与其初级绕组中的峰值操作电流成比例。相应地，功率适 配器中的磁性器件可被设计为用于峰值功率，而不是标称输出额定功率。然而，过大的磁性 器件将会增加其成本，这对大批量市场如打印机、调制解调器以及个人计算机的市场是非 常重要的考虑因素。设计用于峰值功率的功率转换器还会增加在低功率水平下的功率损 耗，因为功率转换器被典型地设计为在较高输出功率水平下进入不连续导通模式(DCM)，而 不是设计为仅在标称输出功率水平下操作。功率适配器的功率转换效率已经成为重要的市场标准，特别是由于最近美国能源 之星规范的发布，其要求个人计算机功率适配器的功率转换效率在低于1瓦的输出功率水 平下应至少为50%。国际能源组织的“1瓦倡议”是另一个能源节省活动，以将设备的待机 功率降低到1瓦或更少。这些在很低输出功率水平下的效率要求是建立在处于空闲或休眠 模式下的打印机所代表的典型负载的角度上的，这是家用或办公环境下这些设备在大部分时间的操作状态。功率适配器设计者的挑战是在宽输出功率范围内提供高水平的功率转换 效率。已经开发了很多策略来降低制造成本，以及增加功率适配器在宽输出功率水平范 围内的功率转换效率，这些策略包括在很低输出功率水平下采用脉冲操作模式，加入能量 恢复缓冲电路或定制集成控制器，以及采用精心设计的专用结构。然而，这些方法中的每一 种都提供了成本或效率限制，其经常不能够区别对待市场中的特定客户需求。相应地，现 有技术需要一种功率适配器的设计方法，其能够使制造成本进一步降低并提高功率转换效 率而不会牺牲最终产品性能，并且具有优势地适用于大批量制造技术。此外，现有技术需要 可用于功率适配器等的磁性器件，其能够使该磁性器件在低电流水平下的磁化感应提高。

发明内容
这些和其它问题以及技术优点一般地由本发明的优选实施例来解决或避免，包括 功率转换器，其包括功率开关、用于控制其切换频率的控制器、以及具有非均勻间隙的磁性 器件。在一个实施例中，该功率转换器包括功率开关和耦合到该功率开关并具有非均勻间 隙的磁性器件。该功率转换器还包括控制器，所述控制器具有配置为感测表示功率转换器 输出功率的状态的检测器。该控制器的控制电路配置为根据状态来控制该功率开关的切换 频率，并控制该功率开关的占空比以调节该功率转换器的输出特性。另一方面，本发明提供具有非均勻间隙的磁性器件，其包括具有第一芯部分和第 二芯部分的磁芯，其中该磁芯的第二芯部分具有支脚，其与该磁芯的第一芯部分形成间隙。 该磁芯的第二芯部分的支脚一端可具有减小的横截面面积或设置在其内的通孔以形成非 均勻间隙。可选地，该磁芯的第二芯部分的支脚可具有设置在其端部的芯片状部分或位于 其端部的锥形区域以形成非均勻间隙。在可选实施例中，该磁性器件可包括具有第一芯部 分和第二芯部分的另一磁芯，其中该另一磁芯的第二芯部分具有支脚，其与该磁芯的第一 芯部分形成间隙。这两个磁芯的间隙形成该磁性器件的非均勻间隙。前面的内容相当宽泛地概述了本发明的结构和技术优点，从而使得下面本发明的 详细描述更容易理解。本发明的其它结构和优点将会在下面进行描述，其形成了本发明权 利要求的主题。本领域技术人员应当理解的是，这里公开的概念和特定实施例可很容易地 被作为基础，来改动或设计其它的结构或用于实施本发明相同目的的步骤。本领域技术人 员还可以理解的是，这些等效结构并不脱离由所附的权利要求书所设定的本发明的精神和 范围。


为了更加完整地理解本发明，下面结合附图来对本发明进行下面的描述，其中图1示出了采用根据本发明原理构造的功率转换器的功率适配器的实施例的原 理图；图2示出了根据本发明原理在连续导通模式下操作的示例性功率转换器的电压 和电流与时间之间的波形；图3示出了配置用于控制根据本发明原理构造的功率转换器的切换频率的控制 器的实施例的原理图4到图13示出了根据本发明原理构造的磁性器件的实施例的透视图。除非特别指出，一般情况下，不同附图中的对应数字和标记代表对应的部分，并且 为简洁起见，在第一次出现后可不再重新进行描述。这些附图用于示出示例性实施例的相 关部分。
具体实施例方式下面详细描述本发明示例性实施例的形成和使用。然而，应当理解的是，本发明提 供多种可适用的创造性概念，其可被应用在特定上下文的多种变化形式中。这里描述的特 定实施例仅仅是制造和使用本发明的特定方式的示例而已，并不是对本发明范围的限制。在上下文中，将针对示例性实施例来描述本发明，称作功率转换器，其包括功率开 关、用于控制其切换频率的控制器、以及具有非均勻间隙的磁性器件。尽管将在功率转换器 的环境中来描述本发明的原理，但是，采用包括功率开关、控制器和磁性器件的功率转换器 件的任何应用，如功率放大器或电机控制器都在本发明的宽范围内。由于其简单和低成本，反馈式功率转换器经常被用于低功率应用中，如用于打印 机的功率适配器。采用反馈式功率转换器的功率适配器典型地设计用于在高输出功率水平 下连续地操作。然而，呈现给功率适配器的负载如由打印机和个人计算机提供的负载经常 是变化的并且通常不会在最大功率水平上操作延长的时间段。用于这些场合的功率适配器 的设计考虑是在轻载和中等负载条件下的功率转换效率。反馈式功率转换器通常设计为在基本恒定的切换频率下操作。其它的功率转换器 拓扑结构被设计用于以随着负载增加而降低的切换频率来操作。为了降低电磁干扰(EMI)， 该切换频率是可调制的，通常以随机方式，围绕着标称切换频率而产生小的频率偏差。切换 频率的随机变化扩展了电磁干扰频率分量的频谱，并减小了其峰值谱值。该减小的峰值谱 值可在增加的分量中提供显著的降低，以管理由功率转换器功率链的切换动作所产生的电 磁干扰。然而，在功率链如磁性器件(如变压器)和功率开关的基本元件的设计上的这些 小频率偏差效果以及功率转换效率基本上是很不牢靠的。如这里介绍的那样，随着功率转换器提供给负载的输出功率的增加，该功率转换 器的一个或多个开关的切换频率增加。增加的切换频率降低了流过在功率链路拓扑结构中 采用的磁性器件的峰值电流，特别是在反馈式功率链路拓扑结构中。相应地，磁性器件中的 峰值磁通量减小。功率转换器滤波组件如输出电感中的纹波电流也减小。磁性器件如变压 器的尺寸可有利地减小。因此，功率转换器不仅可使用较小的变压器，并且功率转换器还可 在低功率水平下保持在连续导通模式(CCM)的操作，使得在低功率水平下提高功率转换效 率。随着降低输出功率以进一步提高在低功率水平下的功率转换效率，根据表示功率转换 器输出功率(如感测的电流或感测的输出功率水平)的状态来控制(如改变)切换频率的 技术可被用以在绝大多数或全部负载范围上降低功率转换器的一个或多个开关的切换频 率。在低功率操作期间，切换频率的降低可减小开关损耗，其将成为整个功率转换器损耗 的很小一部分。切换频率的降低因此提高了在低功率操作期间的功率转换效率。切换频率可被控制为与功率转换器的输出功率成比例，并与其选中的输入电压相 对应。优选地，可采用较低的切换频率限制如20千赫兹(kHz)，以防止在人类听力范围内进 行操作。在很低输出功率水平，如最大额定输出功率的或更少，还可采用脉冲(burst)模式操作方式来控制功率转换器。在脉冲操作模式下，功率转换器的功率链路的一个或多 个开关的切换动作暂时地停止，同时输出滤波电容向负载提供功率。在输出滤波电容器部 分地(或轻微地)放电后，功率链路的切换动作恢复。因此，在非脉冲操作模式过程中，切 换频率可被控制为与功率转换器的输出功率成比例。与增加和降低功率转换器上的负载并行进行的增加和降低切换频率的过程可被 应用到功率链路拓扑结构中，其中磁性器件中的峰值磁通量依赖于功率转换器上的负载。 例如，通过代表功率转换器输出功率的状态来控制切换频率的过程可被应用在降压(buck) 或升压(boost)功率链路拓扑结构，包括隔离和非隔离拓扑结构变化形式，如功率因数控 制的升压功率链路拓扑结构。参考图1，其中示出了采用根据本发明原理构造的具有控制器150的功率转换器 的功率适配器的实施例的原理图。功率转换器(也称作“反馈功率转换器”)的功率链路 (例如，反馈功率链路)包括耦合到交流电源110的功率开关Qmain、电磁干扰(EMI)滤波器 120、桥式整流器130和输入滤波电容器Cin，以将直流输入电压Vin提供给磁性器件(如隔 离变压器或变压器T1)。变压器T1具有匝数比为η 1的初级绕组Np和次级绕组Ns，该匝 数比被选择为考虑到所得到的占空比和功率链路组件上的压力来提供输出电压V。ut。变压 器T1也可包括如下所描述的非均勻间隙。功率开关Qmain(如η沟道场效应晶体管)由脉宽调制器(“PWM”)160来控制，其 控制功率开关Qm-在占空比范围内导通。功率开关Qmain响应于由控制电路155的脉宽调 制器160所产生的栅极驱动信号Ve而以切换频率(通常表示为fs)导通。占空比由脉宽调 制器160控制(如调节)以调整功率转换器的输出特性，如输出电压VOT、输出电流I。ut、或 者两者的组合。反馈路径161使得脉宽调制器160控制该占空比，以调整功率转换器的输 出特性。当然，本领域技术人员所熟知的是，可以在反馈路径161中采用电路隔离元件如光 隔离器，以保持功率转换器输入-输出的隔离。在变压器T1的次级绕组Ns上出现的交流电压由二极管D1整流，产生波形的直流分 量通过包括输出滤波电容c。ut的低通输出滤波器而耦合到输出端以产生输出电压v。ut。检 测器170感测代表功率转换器输出功率的状态(如电流感测电阻Res中的电流)，并且控制 电路155的频率控制电路(FCC) 180配置为响应于下面进一步描述的感测到的电流来控制 (如修改、改变、变化等)功率转换器的功率开关Qmain的切换频率。控制电路155可在功率 转换器的非脉冲操作模式过程中并且相应于所选择的输入电压Vin或其电压范围来控制功 率开关Qmain的切换频率。可呈现前馈信号路径162从而为频率控制电路180提供电压信 号，以使得能够基于对其的输入电压Vin对功率转换器的前馈频率进行控制。例如，对于给 定的输出功率水平而言，在高压线输入电压Vin(如230伏交流)处的功率开关Qmain的峰值 电流将会比在低压线输入电压Vin(如115伏交流)处的峰值电流要低一些。前馈信号路径 162可被用于补偿由于输入电压Vin的改变而引起的检测器170输出中的改变。在高压线 输入电压Vin处，功率开关Qmain的切换频率可降低。比如，在高压线输入电压Vin处，功率开 关Qmain的切换频率可以作为输入电压Vin的函数而线性地降低。在占空比的第一部分期间，流过变压器T1初级绕组Np的电流(如电感器电流) 随着从输入流过功率开关QmainW电流而增大。在占空比的互补部分中(一般地与功率开关 Qmain的互补占空比I-D共存)，功率开转变到非导通状态。当功率开关Qmain关断时，
7存储在变压器T1中的剩余磁能量使得通过二极管D1的电流导通。耦合到输出滤波电容器 Cout的二极管D1提供维持变压器T1的磁化电流的连续性的路径。在占空比的互补部分中， 流动通过变压器T1次级绕组Ns的磁化电流减小。一般地，功率开关Qmain的占空比可被控制 (如调整)，以维持功率转换器输出电压V。ut的调整或是调整功率转换器输出电压V。ut。为了调整输出电压V。ut，通常在脉宽调制器160中利用误差放大器(未示出)对输 出电压V-的值或比例值与参考电压进行比较以控制占空比。这形成了负向反馈布置，以 将输出电压v。ut调整到参考电压值(比例值)。较大的占空比意味着功率开关Qmain在功率 转换器的切换周期的较长部分内闭合。反馈功率链路的能量存储电感器被结合到变压器T1中作为变压器T1的磁化电感。 为了提供高效率的功率转换，在低压线输入电压时功率转换器操作在连续导通模式。在该 连续导通模式下，当功率开关Qmain第一次开通(即闭合或导通)时，流过功率开关Qmain的 电流从正值开始。当功率开关Qmain关断(即打开或非导通)并且当二极管D1开通时，流过 二极管D1的电流不会降低到零。有源功率开关如场效应晶体管可用于替代二极管D1作为 同步整流器，以提高功率转换效率。参考图2，其中示出了根据本发明原理的操作在连续导通模式下的示例性功率转 换器的电压和电流与时间之间的波形。继续参考图1中的功率转换器，之前提到的特性与 用于功率开关Qmain的栅极驱动信号\、变压器T1初级绕组Np中的电流IPH、以及变压器T1 次级绕组Ns中的电流Ise。有关。参数“D”代表占空比的第一部分。在占空比的第一部分过 程中，变压器T1初级绕组Np中的平均电流在图2中由参数“I”表示。在占空比的第一部分 过程中，变压器T1初级绕组Np中电流的变化由参数“ Δ I ”表示。反馈功率转换器在连续导通模式下的输出电压V。ut可大致由方程(1)来表示Vout = Vin · [D/ (I-D) ] · (1/η),其中D是功率开关Qmain的占空比(即功率开关Qmain开通、闭合或导通过程的时间 部分)，以及“η”是变压器T1初级绕组Np匝数与次级绕组Ns匝数的比值。因此，当操作在 连续导通模式下时，功率转换器的占空比由输入电压Vin与输出电压V。ut的比值决定。同样， 当操作在连续导通模式时，功率转换器的输出功率决定输出电流I。ut，并且因此该输出功率 由变压器T1的匝数比控制。对于给定的变压器T1匝数比η 1(其由功率开关Qmain的额定 电压和以相当高的占空比操作以获得高的功率转换效率的需要所限制)，功率开关Qmain中 的电流平均值由负载所确定。功率开关Qmain中的电流平均值独立于切换频率。操作反馈功率转换器特别是功率适配器的传统方法是使用基本恒定的切换频率。 在很轻负载时，如之前提到的那样，功率转换器可在脉冲操作模式下进行操作，其中功率转 换器间歇地禁用以减小轻载或空载功率消耗。如这里介绍的那样，控制器150监测代表功 率转换器输出功率的状态(例如，诸如通过电流感测电阻器R。s或其它电流感测元件如电流 感测变压器的感测的峰值电流的感测的电流)，以控制功率转换器的切换频率。可选地，控 制器150可监测代表功率转换器输出功率的其它状态，如在其它功率链路组件(如次级侧 组件)中的电流，以控制功率转换器的切换频率。随着在图1和图3中所示的电流感测电阻 器R。s(或其他电流感测元件)中的峰值电流增大，功率转换器的切换频率增大。例如，功率 转换器的切换频率可从低输出功率水平下的20kHz增加到最大输出功率水平下的130kHz。 功率转换器切换频率的较低限制是需要的，如前面指出的那样，以防止在人类听力的频率范围内操作。参考图3，其中示出了配置用于控制根据本发明原理构造的功率转换器的切换频 率控制器300的实施例的原理图。控制器300可应用在图1所示的反馈功率转换器中，从 而当通过功率开关QmainW峰值电流改变(如增大)时控制(如增大)功率转换器的切换频 率。耦合到脉宽调制器330的RT/CT输入端(其控制振荡器频率)的时标电容器Ct和时 标电阻器Rt被设置为功率转换器的标称切换频率。功率转换器包括与功率开关Qmain的源 极端串行耦合的电流感测电阻器R。s。由二极管D2和连接到电流感测电阻器R。s的电容器C2形成的检测器310检测代表 功率转换器输出功率的状态(如流过功率开关Qmain的峰值电流)，该输出功率在电容器C2 两端产生基本上与电流感测电阻器R。s中的峰值电流成比例的电压。根据控制器300的检 测器310，可选地包括放大器A1，以将在电流感测电阻器1^两端感测到的电压增加到更高 的水平。在电容器C2两端产生的电压与检测器310的电阻器R2 —起产生放大器Q1 (如双 极晶体管)的基极电流，该电流然后产生用于双极晶体管Q1的集电极电流。当然，在可选实 施例中，可通过适当的电路改动来使用场效应晶体管来代替双极晶体管Qi。双极晶体管Q1 的集电极电流流过由晶体管92為形成的电流镜。该电流镜电流耦合到时标电容器CT，以当 电流感测电阻器R。s中的峰值电流变化(如增大)时控制(如增大)功率转换器的切换频 率。控制器300的频率控制电路320包括时标电容器Ct、时标电阻器Rt、双极晶体管Q1和 电流镜。因此，包括频率控制电路320和脉宽调制器330的控制电路响应于检测器310以 控制一个或多个功率开关的切换频率以及控制功率开关QmainW占空比，从而调整功率转换 器的输出特性。图3所示的控制器300的控制电路配置用于根据峰值开关电流的变化而提 供切换频率的连续变化。当电流镜不产生电流时，切换频率的较低限制由对应于该情况的 时标电阻器Rt提供。从功率转换器的输入端传输到输出端的功率取决于在每个切换周期内存储在变 压器T1中的能量改变与切换频率的乘积。传输到功率转换器输出端的功率可由方程(2)表 示P = fs ·
= fs · L · I · Δ I,其中P是功率转换器的输出功率，fs是功率转换器的切换频率，L是变压器T1初 级绕组Np的磁化电感，Δ I，如上面指出的那样，是在如图2所示的占空比第一部分过程中 变压器T1初级绕组Np中的电流变化，以及I是在占空比的第一部分过程中每个周期流过变 压器T1初级绕组Np的电流Iph的平均值。流过变压器T1初级绕组Np的电流的平均值I还由作为变压器T1的匝数比 η 1的函数的输出功率来决定。增大切换频率的同时保持恒定的输出功率水平可使得电 流Δ I中的变化值降低。变压器T1中的峰值通量密度Bpeak与电流峰值成比例，如方程(3) 所示Bpeak- 1+Δ 1/2 0因此，降低电流Δ I中的变化值降低了峰值通量密度B，这可使得能够使用更小的 变压器芯。在峰值功率操作过程中，由于更高的切换频率，包括变压器T1的芯损耗在内的 开关损耗可以显著地增加。然而，打印机功率适配器以及耦合到其它负载的功率适配器典 型地仅要求高功率的短脉冲。切换频率的短时增大对于功率转换器内部加热的整体效应通常将会最小。峰值电流可作为功率转换器切换频率改变的决定性因素。由于流过功率开关Qmain 的峰值电流与变压器T1中的通量密度成比例，这将会有利地防止变压器芯的饱和，而无论 功率转换器的输入电压Vin、输出电压v。ut、或其它操作状态如何。当负载或输出功率减小时降低功率转换器的切换频率可提高轻载状况下的功率 转换效率。因此，切换频率可基本上在功率转换器的整个功率范围内变化，除了由较低频率 限值施加的限制之外。在一个实施例中，切换频率可基本上在功率转换器的操作范围内与 输出功率水平成比例，具有可选的对于切换频率的限制以及与功率转换器的选择输入电压 Vin相对应.在设计功率适配器时，设计者典型地既关注增大功率转换的效率，同时又关注保 持成本的基本恒定，或者在保持性能特性如功率转换效率恒定的同时降低成本。这里介绍 的在峰值功率处增大切换频率以降低磁性器件中芯的通量密度的过程可使得通过允许芯 尺寸降低来减少成本，同时保持正常功率性能特征的基本恒定。可利用在较高负载水平时增大切换频率的过程来增大在较轻负载水平时的效率， 同时保持成本的基本恒定。为了实现这个目标，可在磁性器件(如变压器)中采用减小的芯 横截面积的区域，以在通量的磁通路上产生有效的变化。在峰值功率脉冲过程中，具有减小 的横截面积的芯区域饱和，有效地拉长该间隙(如形成如下所描述的非均勻间隙)并减小 变压器的磁化电感。由于在高电流/通量水平下变压器磁化电感的减小，电流的斜率(相对 于时间)将会增大。然而，在高负载水平下的切换频率的增大减小了电流上升的时间期间， 从而通过将功率转换器切换频率的增加与变压器磁化电感的降低相关联，来使得电路设计 者可以保持电流变化值△ I更加接近恒定。变压器芯中的间隙会由于使得边缘通量在附近流过传导绕组从而导致明显的功 率损耗。传导材料如围绕变压器中央支脚形成的变压器绕组不能够设置在间隙的中间附 近。这通过将通量聚集在变压器支脚的中央处从而减小了在临近绕组中的边缘通量，该中 央处是距离周围绕组最远的区域。参考图4，其中示出了根据本发明原理构造的磁性器件的实施例的透视图。该磁 性器件(如变压器)包括“E-I”磁芯或具有第一芯部分(如“I”芯部分401)和第二芯部 分(如‘ ”芯部分402)的芯。在图4和之后的图中，第一芯部分(如“I”芯部分401)被 示出为从第二芯部分(如“E”芯部分402)向上设置，从而提供两个芯组件的分离示图。同 样，根据下面的附图示出和描述的磁性器件实施例的类似结构将以相似的附图标记来进行 标记。当变压器的构造完成时，“I”芯部分401布置在“E”芯部分402的外部支脚(其 中的一个标识为404)的顶部。中央支脚403形成为比外部支脚404短，从而形成用于磁 通量的间隙406。可形成为空气间隙或包括其它非磁性材料间隙的间隙406减小了芯中的 通量，从而降低了芯在高电流水平下饱和的趋势。尽管如此，将间隙406包括在内与没有这 样间隙的变压器相比，减小了变压器的磁化电感。间隙406也可由非磁性材料如塑料间隔 物形成，或可包括磁性材料如粉末磁性材料与非磁性粘合剂的组合以形成分布式间隙。参考图5，其中示出了根据本发明原理构造的磁性器件(如变压器)的实施例的透 视图。除了 “E-I”磁芯或芯和空气(或其它非磁性材料)间隙406之外，中央支脚403的端部(如上端407)具有减小的直径，以形成芯的非均勻横截面。在中央支脚403上端407 的横截面积的减小使得其上端407在更高电流水平下饱和，同时在更低电流水平下不会饱 和。中央支脚403上端407的减小的直径有效地在更高磁通量水平下形成更长的间隙，这 减小了变压器在更高电流水平下的磁化电感。换句话说，间隙406和中央支脚403上端407 的减小的横截面积形成了非均勻间隙，其提供了取决于磁性器件中电流水平的磁化电感的 可变化水平。因此，该磁性器件有利地提供了对于部分芯在可变电流水平下的可变芯饱和 水平。图5所示的结构为功率转换器提供了更多的效率优势，因为其将非均勻间隙中的 通量线更加紧密地聚集到其中央处，甚至当芯的中央部分部分地饱和时仍能如此。边缘通 量和与边缘通量相关联的损耗因此降低。当然，在本发明的宽范围内，替代中央支脚403上 端407的阶梯状直径以形成如图5所示的非均勻间隙的是，中央支脚403上端407可为锥 形，从而允许当在芯中的磁通量增大时产生更均勻的芯饱和。作为芯的中央支脚中非均勻 间隙的替代或附加的是，具有减小的横截面积的非均勻间隙可形成在外部支脚404上以获 得相似的效果。因此，这里使用的术语“非均勻间隙”可表示芯(或芯支脚)横截面积的变 化，以及可包括阶梯状间隙以及锥形间隙。在低通量和电流水平下芯饱和的缺失或减小在变压器中产生高的磁化电感，并 实现在低输出功率水平下的高效操作。构造为具有减小横截面积的芯支脚的变压器也可构 造为实质上不具有间隙，以实现在高电流水平下饱和的变压器的高磁化电感以可以控制的 方式来产生。参考图6，其中示出了根据本发明原理构造的磁性器件(如变压器)的实施例的透 视图。除了 “E-I”磁芯或芯和空气(或其它非磁性材料)间隙406之外，中央支脚403包 括钻孔和于其中的通孔408，其使得该芯在更高电流水平下饱和。换句话说，间隙406和在 中央支脚403中的通孔408形成了位于该磁性器件中的非均勻间隙。可替代或附带地，间 隙406和中央支脚403中的通孔408可相对于外部支脚404中的一个形成。参考图7，其中示出了根据本发明原理构造的磁性器件(如变压器)的实施例的透 视图。除了 “E-I”磁芯或芯和空气(或其它非磁性材料)间隙406之外，变压器可包括布 置在中央支脚403 —端的芯片状部分(如环形芯片状部分)409，其使得该芯在更高电流水 平下饱和。为了视觉清楚起见，图7示出了位于中央支脚403之上的芯片状部分409。实际 上，芯片状部分409可非限制地布置在中央支脚403上。还可使用非磁性间隔物将芯片状 部分409设置在“I”芯部分401和中央支脚403的中间，以进一步降低边缘通量和相关联 的损耗。芯片状部分409提供了实用的结构，以在该芯的中央支脚403中形成通孔。该芯 片状部分409可在高度和长度上有所变化，以提供两维自由度来相对于电流曲线来调整电 感。间隙406和芯片状部分409形成了磁性器件内的非均勻间隙。可替代的或附加地，中 央支脚403上的芯片状部分409可相对于外部支脚404中的一个形成。参考图8，其中示出了根据本发明原理构造的磁性器件(如变压器)的实施例的透 视图。除了 “E-I”磁芯或芯和空气(或其它非磁性材料)间隙406之外，通过在其上放置 具有减小的直径的芯片状部分(如圆柱形芯片状部分)410而形成中央支脚403的上端的 减小的直径。为了视觉清楚起见，图8示出了位于中央支脚403之上的芯片状部分410。 实际上，芯片状部分410可非限制性地布置在中央支脚403上。可选地，芯片状部分410可
11形成有分布式间隙，以消除对间隙406的需要。芯片状部分410可形成为具有非磁性材料 如塑料间隔物，或可包括磁性材料如粉末磁性材料与非磁性粘结剂的组合以形成分布式间 隙，从而有利地消除对间隙406的需要。之前提到的结构也可应用到参考图7示出和描述 的芯片状部分409中。间隙406和芯片状部分409形成了位于磁性器件内的非均勻间隙， 以及芯片状部分409可增强间隙406的精确性。可替代或附加地，中央支脚403上的芯片 状部分410可相对于外部支脚404中的一个形成。参考图9，其中示出了根据本发明原理构造的磁性器件(如变压器)的实施例的 透视图。除了 “E-I”磁芯或芯之外，中央支脚403可包括位于其一端处的锥形区域411，以 减小中央支脚403的横截面积，这使得该芯可在更高电流水平下饱和。换句话说，锥形区域 411形成了磁性器件中的非均勻间隙。可替代或附加地，位于中央支脚403 —端的锥形区域 411可相对于外部支脚404中的一个形成。磁性器件中的非均勻间隙传统上可通过将芯支脚一部分研磨掉而形成。由于需要 分离地进行研磨操作，这个过程增加了芯的成本同时由于研磨方法的不精确性而降低了间 隙长度的精确性。为了降低制造成本并增加非均勻间隙磁性器件中间隙长度尺寸的精确 性，这里介绍一种形成非均勻间隙的方法。参考图10，其中示出了根据本发明原理构造的磁性器件(如变压器)的实施例的 透视图。该变压器包括耦合在一起(如并排布置，直接耦合在一起或相邻)的第一磁芯和 第二磁芯(如两个“E-I”磁芯或是芯)。第一磁芯包括第一芯部分(如“I”芯部分1001) 和第二芯部分(如“E”芯部分1002)。“E”芯部分1002的中央支脚1003被轻微地缩短以 形成第一间隙1006。第二磁芯包括第一芯部分(如“I”芯部分1011)和第二芯部分(如 “E”芯部分1012)。‘ ”芯部分1012的中央支脚1013也被缩短以形成第二间隙1016。通 过这种方式，可采用经济的构造方式来形成变压器磁芯中的非均勻间隙。换句话说，第一间 隙和第二间隙1006、1016可具有不同的尺寸(如一个间隙比另一个间隙小一些，或这些间 隙的长度不同)以形成非均勻间隙。当然，第一间隙和第二间隙1006、1016可形成为包括 上面示出的结构在内的多种结构。参考图11，其中示出了根据本发明原理构造的磁性器件(如变压器)的实施例的 透视图。该变压器包括耦合在一起的包括与参考图10所示出和描述的相类似的元件的第 一磁芯和第二磁芯的进一步结构。然而，在本实施例中，图10中示出的“I”芯部分1001、 1011被形成为单个的“I”芯部分1101。通过这种方式，可采用更加经济的构造布置来形成 变压器的非均勻间隙。参考图12，其中示出了根据本发明原理构造的磁性器件(如变压器)的实施例的 透视图。该变压器包括耦合在一起(如并排放置，直接耦合在一起或相邻)的第一磁芯和 第二磁芯(如两个“E-E”磁芯)。第一磁芯包括第一芯部分(如“E”芯部分1201)和第二 芯部分(如“E”芯部分1202)。“E”芯部分1202的中央支脚1203被稍微地缩短以形成第 一间隙1206。第二磁芯包括第一芯部分(如“E”芯部分1211)和第二芯部分(如“E”芯部 分1212)。‘ ”芯部分1212的中央支脚1213也被缩短以形成第二间隙1216。通过这种方 式，可采用经济的构造布置来形成变压器磁芯的非均勻间隙。换句话说，第一间隙和第二间 隙1206、1216可具有不同的尺寸(如一个间隙比另一个间隙更小一些，或这些间隙具有不 同的长度)以形成非均勻间隙。当然，第一间隙和第二间隙1206、1216可形成为包括上面示出的结构在内的多种结构。参考图13，其中示出了根据本发明原理构造的磁性器件(如变压器)的实施例的 透视图。该变压器包括耦合在一起的包括与图12所示和描述的相类似的元件的第一磁芯 和第二磁芯的进一步结构。然而，在本发明中，图12中示出的‘ ”芯部分1201、1211被形 成为单个的“E”芯部分1301。通过这种方式，可采用更加经济的构造布置来形成变压器的 非均勻间隙。因此，这里介绍了具有非均勻间隙的磁性器件。在一个实施例中，该磁性器件包括 具有第一芯部分和第二芯部分(如“I”或“E”芯部分)的第一磁芯，其中该第一磁芯的第 二芯部分具有与该第一磁芯的第一芯部分一起形成第一间隙(如空气间隙或分布式间隙) 的支脚(如中央或外部支脚)。该磁性器件还包括与第一磁芯相邻并具有第一芯部分和第 二芯部分(如“I”或“E”芯部分)的第二磁芯，其中该第二磁芯的第二芯部分具有与该第 二磁芯的第一芯部分一起形成第二间隙(如空气间隙或分布式间隙)的支脚(如中央或外 部支脚)。第一间隙和第二间隙形成了磁性器件的非均勻间隙。例如，第一间隙可以比第二 间隙小，以形成非均勻间隙。此外，第一磁芯和第二磁芯的第一芯部分可被形成为单个的芯 部分。本领域技术人员应当理解的是，之前描述的包括控制器的功率转换器以及操作该 功率转换器的相关方法的实施例仅仅是用于示意目的。除此之外，许多其它的功率转换器 拓扑结构可都在本发明的宽范围内，例如升压功率转换器以及单端初级电感器功率转换器 拓扑结构。尽管已经在功率转换器的情境下描述了包括用于控制功率开关的切换频率的控 制器的功率转换器，该控制器还可应用于其它系统，如但不限于功率放大器或电机控制器。为了更好地理解功率转换器，请参考Rudolph P. Severns和GordonBloom，Van Nostrand Reinhold公司，纽约，纽约(1985)的“现代直流-直流功率开关模式功率转换器 电路，，和 J. G. Kassakian,M. F. Schlecht 和 G. C. Verghese, Addison-Wesley (1991)的“功率 电子设备原理”。前面提到的参考内容通过参考而整体弓I入这里。并且，尽管已经详细地描述了本发明及其优点，应当理解的是，在不脱离如所附权 利要求书所限定的本发明精神和范围的前提下，这里还可以有多种变化方式、替代方式和 改变方式。例如，上面描述的多种过程可通过不同的方法来实现，以及由这些过程或他们的 组合来替代。此外，本申请的范围并不限定于说明书中描述的过程、机器、产品、物质组分、装 置、方法以及步骤的特定实施方式。本领域技术人员从本发明的公开内容将会很容易理解 的是，目前已经存在的或者以后将会产生的能够执行实质相同功能或取得与这里描述的实 施例相应的相同效果的过程、机器、制造、物质组分、装置、方法以及步骤都可以应用到本发 明中。相应地，所附的权利要求书意于将这些过程、机器、产品、物质组分、装置、方法或步骤 包括在其范围内。
权利要求
一种功率转换器，包括功率开关；耦合到所述功率开关并具有非均匀间隙的磁性器件；以及控制器，包括配置用于感测代表所述功率转换器的输出功率的状态的检测器；以及配置用于根据所述状态控制所述功率开关的切换频率，并且控制所述功率开关的占空比，以调整所述功率转换器的输出特性的控制电路。
2.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述控制电路配置用于根据所述输出功率 的降低而降低所述切换频率。
3.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述磁性器件包括第一芯部分和第二芯部 分，所述第二芯部分具有与所述第一芯部分一起形成间隙的支脚，并且所述支脚的一端具 有减小的横截面积以形成所述非均勻间隙。
4.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述磁性器件包括第一芯部分和第二芯部 分，所述第二芯部分具有与所述第一芯部分一起形成间隙的支脚，并且所述支脚的一端具 有钻孔在其内的通孔以形成所述非均勻间隙。
5.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述磁性器件包括第一芯部分和第二芯部 分，所述第二芯部分具有与所述第一芯部分一起形成间隙的支脚和设置在所述支脚一端的 芯片状部分以形成所述非均勻间隙。
6.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述磁性器件包括第一芯部分和第二芯部 分，所述第二芯部分具有在其一端具有锥形区域的支脚，以与所述第一芯部分形成所述磁 性器件的非均勻间隙。
7.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述磁性器件包括第一磁芯，其具有第一芯部分和第二芯部分，所述第一磁芯的第二芯部分具有与所述 第一磁芯的第一芯部分一起形成第一间隙的支脚，以及第二磁芯，其与所述第一磁芯相邻布置并具有第一芯部分和第二芯部分，所述第二磁 芯的第二芯部分具有与所述第二磁芯的第一芯部分一起形成第二间隙的支脚，所述第一间 隙和第二间隙形成所述非均勻间隙。
8.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述检测器包括电阻器、电容器和二极管。
9.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述控制电路包括配置用于控制所述功率 开关的切换频率的频率控制电路，和配置用于控制所述功率开关的占空比的脉宽调制器。
10.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述控制电路包括时标电容器、时标电阻 器、放大器、电流镜以及脉宽调制器。
11.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述代表功率转换器的输出功率的状态 包括与所述功率开关相关联的电流和所述功率转换器的输出电流中的至少一个。
12.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述控制电路配置用于根据所述条件的 改变而提供所述切换频率的连续改变。
13.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述控制电路配置用于为所述功率开关 的切换频率提供较低的限制。
14.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述控制电路配置用于在所述功率转换器的非脉冲操作模式期间，控制所述功率开关的切换频率。
15.根据权利要求1所述的功率转换器，其中根据所述功率转换器的选择输入电压，提 供所述代表功率转换器的输出功率的状态。
16.一种操作功率转换器的方法，包括 提供功率开关；将具有非均勻间隙的磁性器件耦合到所述功率开关； 感测代表所述功率转换器的输出功率的状态； 根据所述状态控制所述功率开关的切换频率；以及 控制所述功率开关的占空比，以调整所述功率转换器的输出特性。
17.根据权利要求16所述的方法，其中所述控制功率开关的切换频率包括 输出功率的降低而降低所述切换频率。
18.根据权利要求16所述的方法，其中所述控制功率开关的切换频率包括 状态的改变来提供所述切换频率的连续改变。
19.根据权利要求16所述的方法，其中所述控制功率开关的切换频率包括 率开关的切换频率提供较低的限制。
20.根据权利要求16所述的方法，其中根据所述功率转换器的选择输入电压，提供所 述代表功率转换器的输出功率的状态。
全文摘要
本发明涉及一种采用可变切换频率以及具有非均匀间隙的磁性器件的功率转换器。提供了一种功率转换器，其包括功率开关、用于控制其切换频率的控制器、以及具有非均匀间隙的磁性器件。在一个实施例中，该功率转换器包括功率开关和耦合到该功率开关并具有非均匀间隙的磁性器件。该功率转换器还包括具有配置用于感测代表该功率转换器输出功率的状态的检测器的控制器。该控制器的控制电路配置用于根据所述状态来控制该功率开关的切换频率，并且控制该功率开关的占空比以调整该功率转换器的输出特性。
文档编号H02M7/12GK101931333SQ20101024201
公开日2010年12月29日 申请日期2010年6月17日 优先权日2009年6月17日
发明者A·布林里, A·席尔瓦, A·琼格雷斯 申请人:伟创力国际美国公司