专利名称：变压器耦合型升压器的控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及低压侧变换器和高压侧变换器经由变压器耦合以使蓄电装置的输入端子间的输入电压升压并作为输出电压施加于输出端子间的变压器耦合型升压器的控制
直O
背景技术：
近年来，在建筑机械领域，与一般机动车同样地也在开发混合动力车。这种混合动力型建筑机械具有发动机、发电电动机、蓄电装置以及驱动工作装置的工作装置用电动机。在此，蓄电装置为能够自由地进行充电放电的蓄电池(二次电池)， 其由电容器或电池等构成。在以下说明中，作为蓄电装置，以电容器为代表进行说明。作为蓄电装置的电容器，将发电电动机或工作装置用电动机进行发电工作时所发出的电力进行蓄积。上述状况被称为再生。另外，电容器将蓄积于该电容器的电力经由驱动器供给至发电电动机或将该电力供给至工作装置用电动机。上述状况被称为动力运行(力行)。混合动力型建筑机械中的电力负载即工作装置用电动机与一般机动车中的电力负载不同，与发动机轴输出相比，消耗大电力。因此，作为搭载于混合动力型建筑机械的蓄电装置，使用在短时间内能够充电放电大电力的电容器。但是，能够充电放电大电力的大容量电容器的体积(場積)增大，在车载方面占据大空间。于是，为了尽可能地使电容器小型化，有时采用使电容器的端子间电压例如为300V 左右并利用升压器升压至例如600V左右的构成。在该升压器中具有被称为变压器耦合型升压器的升压器。变压器耦合型升压器是如下升压器将低压侧变换器和高压侧变换器经由变压器耦合，使蓄电装置的输入端子间的输入电压升压并作为输出电压施加于输出端子间。与变压器耦合型升压器相关的专利文献如下所述。专利文献1 :W02007-60998在工作原理方面，变压器耦合型升压器产生无功电流。需要说明的是，无功电流是未有效用于作功的电流，对应于无功功率。无功电流的增加导致变压器有效电流的增加、流到开关元件的电流的增加，由于电流作为热量而损耗，故导致能量损耗增加。越将电压条件设定在自平衡点离开的点，无功电流就越大。平衡点是如下的点在变压器耦合型升压器的低压侧绕组端子间电压最大值Vl和高压侧绕组端子间电压最大值 V2的比率(以下称为变压器电压比V2/V1)与变压器的低压侧绕组的匝数m和高压侧绕组的匝数N2的比率(以下称为变压器匝数比N2/N1)相等的电压条件下进行工作的点。在输出电压小的低负载时，无功电流对能量损耗带来的影响显著。即便处于无负载(输出功率为OkW)的情况下，无功电流也流动。当产生无功电流时，变压器、开关元件发热，作为输入电压而蓄积于电容器的能量未有效作功而在变压器耦合型升压器的电路内部徒劳地被消耗。
发明内容
本发明是鉴于上述状况而作出的，其技术课题在于抑制变压器耦合型升压器的能量损耗以提高能量效率。第一发明是变压器耦合型升压器的控制装置，在所述变压器耦合型升压器中，低压侧变换器和高压侧变换器经由变压器耦合，将蓄电装置的输入端子间的输入电压升压并作为输出电压施加于输出端子间，所述变压器耦合型升压器的控制装置的特征在于，低压侧变换器包括与变压器的低压侧绕组的两端子桥接的四个开关元件、以及与各开关元件并联且极性反向地被连接的二极管，高压侧变换器包括与变压器的高压侧绕组的两端子桥接的四个开关元件、以及与各开关元件并联且极性反向地被连接的二极管，两变换器以使低压侧变换器的正极和高压侧变换器的负极构成加极性的方式串联连接，所述变压器耦合型升压器的控制装置设置有向各开关元件施加接通/断开的开关信号以进行如下开关控制的控制部，即，使低压侧绕组的两端子间的电压及高压侧绕组的两端子间的电压构成正极性的电压正极性期间和构成负极性的电压负极性期间以规定周期交替反复的开关控制，控制部在进行开关控制时附加如下控制，即在低压侧绕组的两端子间电压或/及高压侧绕组的两端子间电压的电压正极性期间与电压负极性期间之间设置零电压期间的控制。第二发明在第一发明的基础上，其特征在于，控制部通过在向构成低压侧变换器的各开关元件施加的各开关信号间设置相位差，或/及通过在向构成高压侧变换器的各开关元件施加的各开关信号间设置相位差，从而在低压侧绕组的两端子间电压或/及高压侧绕组的两端子间电压的电压正极性期间和电压负极性期间之间形成零电压期间。第三发明在第一发明的基础上，其特征在于，控制部将向构成低压侧变换器的各开关元件施加的开关信号和向构成高压侧变换器的各开关元件施加的各开关信号之间的相位差、在低压侧绕组的两端子间成为零电压的期间、以及在高压侧绕组的两端子间成为零电压的期间作为参数而进行调节。第四发明在第三发明的基础上，其特征在于，与包括蓄电装置的输入端子间的输入电压、变压器耦合型升压器的输出电压以及变压器匝数比在内的工作条件相对应地，预先设定最优的参数值。根据第一发明，由于在低压侧绕组的两端子间电压或/及高压侧绕组的两端子间电压的电压正极性期间与电压负极性期间之间设置零电压期间，因此，变压器的峰值电流降低，变压器有效电流降低。由此无功电流降低。在第一发明中，“附加设置零电压期间的控制”包括如下两种情况a)无论工作条件(例如输入电压值)如何，总是在电压正极性期间与电压负极性期间之间设置零电压期间的情况；b)根据工作条件，与以往同样地，不设置零电压期间而使电压正极性期间和电压负极性期间交替地反复，但也根据工作条件，在电压正极性期间与电压负极性期间之间设置零电压期间的情况。
在第三发明中，“通过作为参数而进行调节，从而降低变压器有效电流值”指的是 根据工作条件(例如输入电压值)的不同，最适合于降低变压器有效电流的“向构成低压侧变换器的各开关元件施加的开关信号和向构成高压侧变换器的各开关元件施加的各开关信号之间的相位差”、“在低压侧绕组的两端子间成为零电压的期间”、“在高压侧绕组的两端子间成为零电压的期间”的值不同，因此，将上述变量作为参数进行调节。在第四发明中，“预先设定最优的参数值”指的是根据包括蓄电装置的输入端子间的输入电压、变压器耦合型升压器的输出电压及变压器匝数比在内的工作条件的不同， 最适合于降低变压器有效电流的“向构成低压侧变换器的各开关元件施加的开关信号和向构成高压侧变换器的各开关元件施加的各开关信号之间的相位差”、“在低压侧绕组的两端子间成为零电压的期间”、“在高压侧绕组的两端子间成为零电压的期间”的值不同，因此， 预先设定这些参数的最优值，在进行控制时，读出该设定值等并进行调节。如上所述，根据本发明，由于相对于相同输出功率来降低无功电流，因此，变压器耦合型升压器的能量损耗被抑制，从而能量效率提高。
图1是表示实施例的整体装置的构成的图。图2是表示实施例的变压器耦合型升压器的构成的图。图3(a)、(b)、(c)、(d)、(e)是表示开关控制的内容的时序图，是表示不存在“零电压期间(電圧零O期間)”这种情况的图。图4(a)、(b)、(c)、(d)、(e)是表示本实施例的开关控制的内容的时序图，是表示在图3所示的开关控制上附加了设置“零电压期间”的控制这种情况的图。图5(a)、(b)是与图3(a)对应的图，是表示动力运行状态的情况的图。图6 (a)、(b)是与图4(a)对应的图，是表示动力运行状态的情况的图。图7(a)、(b)、(c)、(d)是第一控制的时序图。图8(a)、(b)、(c)、(d)是实施例的控制的时序图。图9是表示输入电压和变压器电流峰值之间的关系的图。图10是表示低电压占空比(低電圧一〒^ )、高电压占空比(高電圧〒二一 ^^)和变压器电流有效值之间的关系的图。图11是第一控制的流程图。图12是用于说明第一控制的图表，是表示相位差与输出功率及变压器电流有效值之间的关系的图表。图13是表示第一控制、第二控制、第三控制、第四控制、第五控制的比较结果的表。图14是第二控制的流程图。图15是用于说明第二控制的图表，是表示低电压占空比(=高电压占空比)与输出功率及变压器电流有效值之间的关系的图表。图16是第三控制的流程图。图17是用于说明第三控制的图表，是表示相位差(=低电压占空比=高电压占空比)与输出功率及变压器电流有效值之间的关系的图表。
图18是第四控制的流程图。图19是用于将第一控制、第二控制、第三控制进行对比的图表，是表示输出功率和变压器电流有效值之间的关系的图表。图20是表示输出功率和变压器电流有效值之间的关系的图表，是表示第五控制的特性的图表。图21是例示存储在控制器中的数据表的内容的表。图22是第五控制的流程图。附图标记说明30蓄电装置(电容器)50变压器耦合型升压器51、52、53、54、55、56、57、58 开关元件80控制器
具体实施例方式以下，参照
变压器耦合型升压器的控制装置的实施方式。在以下的说明中，对如下情况进行说明，即，将实施例的变压器耦合型升压器搭载于混合动力方式的建筑机械(在本说明书中称为混合动力型建筑机械)且蓄电装置为电容器的情况。(第一实施例)图1表示实施例的整体装置的构成。如图1所示，实施例的混合动力型建筑机械1搭载有发动机10、发电电动机20、 电容器30、驱动器40、变压器耦合型升压器50、控制器80。发电电动机20由驱动器40驱动。控制器80对驱动器40、发电电动机20和变压器耦合型升压器50进行控制。另外，具有可以使混合动力型建筑机械1的工作装置Ia进行动力运行/再生的工作装置用电动机21。工作装置用电动机21由驱动器41控制。控制器80对驱动器41和工作装置用电动机21进行控制。发电电动机20的驱动轴与发动机10的输出轴连结。发电电动机20进行发电作用和电动作用。通过使发电电动机20进行发电作用，电容器30蓄积电力，或者电容器30 将蓄积的电力放电而供给至发电电动机20。驱动器40驱动发电电动机20。驱动器40由驱动发电电动机20的变换器构成。变压器耦合型升压器50经由电气信号线61、62与电容器30电连接。变压器耦合型升压器50将电容器30的端子间电压即输入电压Vl升压并作为输出电压VO供给至驱动器40。即，变压器耦合型升压器50将电容器30的充电电压Vl 升压并向信号线91、92之间施加被升压后的电压V0。变压器耦合型升压器50的输出电压 VO经由信号线91、92被供给至驱动器40。在进行动力运行时，从电容器30放电直流电流，该直流电流在变压器耦合型升压器50中暂时转换为交流而被升压，升压后的直流电流被输出至驱动器41，在驱动器41中被转换为交流电流并供给至工作装置用电动机21。另一方面，在进行再生时，根据工作装置用电动机21的发电工作而产生的交流电流，被驱动器41转换为直流电流并输入至变压器耦合型升压器50。在变压器耦合型升压器 50中暂时被转换为交流电流后向电容器30中输入(充电)直流电流。
在图2中，将V2称为高压侧变换器直流电压。在高压侧变换器直流电压V2、被升压之前的电压Vl与升压后的电压(输出电压)VO之间，成立V2 = VO-Vl的关系。S卩，高压侧变换器直流电压V2和被升压之前的电压Vl的合计电压成为升压后的电压V0。换言之， 高压侧变换器直流电压V2是从输出电压VO减去充电电压Vl后得到的电压。另外，Vl或者V2、VO表示直流电压，vl或者v2表示交流电压。变压器耦合型升压器50的输出电压VO经由信号线93、94被供给至驱动器41，进而被供给至工作装置用电动机21。工作装置用电动机21进行使工作装置Ia工作的动力运行。另外，工作装置用电动机21在工作装置Ia的工作停止时通过再生而进行发电工作。 由此，发电电力经过驱动器41自信号线93、94经由变压器耦合型升压器50向电容器30充 H1^ ο变压器耦合型升压器50如后所述，例如由AC连接(AC U >夕)双向DC-DC变换器构成。发电电动机20的发电量由控制器80控制。发电电动机20的转矩由控制器80控制。控制器80向驱动器40提供用于使发电电动机20以规定的转矩进行驱动的转矩指令。驱动器40自控制器80接收控制信号，并提供用于使发电电动机20以规定的转矩进行驱动的转矩指令。由此，在电容器30中蓄积发电电动机20进行发电作用时发出的电力。另外，电容器30将蓄积于电容器30的电力供给至发电电动机20。图2是表示实施例的变压器耦合型升压器50的构成的图。变压器耦合型升压器50构成将低压侧变换器50A和高压侧变换器50B经由变压器50C耦合的结构。低压侧变换器50A和高压侧变换器50B以使低压侧变换器50A的正极和高压侧变换器50B的负极成为加极性的方式串联电连接。低压侧变换器50A包括与变压器50C的低压侧绕组50d桥接的四个开关元件51、 52,53,54 ；与开关元件51、52、53、M分别并联且极性反向地被连接的二极管151、152、153、 154。开关元件51、52、53、M例如由IGBT(绝缘栅双极型晶体管)构成。通过向栅极施加使开关元件51、52、5354接通的开关信号，开关元件51、52、5354被接通，从而流过电流。电容器30的正极端子30a经由信号线61与开关元件51的集电极电连接。开关元件51的发射极与开关元件52的集电极电连接。开关元件52的发射极经由信号线62与电容器30的负极端子30b电连接。同样地，电容器30的正极端子30a经由信号线61与开关元件53的集电极电连接。 开关元件53的发射极与开关元件M的集电极电连接。开关元件M的发射极经由信号线 62与电容器30的负极端子30b电连接。纹波电流吸收用的电容器(二 > 7 >寸)32的正极端子32a、负极端子32b以与电容器30并联的方式与信号线61、62分别连接。开关元件51的发射极(二极管151的阳极)及开关元件52的集电极(二极管 152的阴极)与变压器50C的低压侧绕组50d的一个端子连接，并且，开关元件53的发射极(二极管153的阳极)及开关元件M的集电极(二极管154的阴极)与变压器50C的低压侧绕组50d的另一个端子连接。
开关元件52的发射极(二极管152的阳极)及开关元件M的发射极(二极管 154的阳极)即信号线62、电容器30的负极端子30b经由信号线92与驱动器40电连接。高压侧变换器50B包括与变压器50C的高压侧绕组50e桥接的四个开关元件55、 56、57、58 ;与开关元件55、56、57、58分别并联且极性反向地被连接的二极管155、156、157、 158。开关元件55、56、57、58例如由IGBT(绝缘栅双极型晶体管)构成。通过向栅极施加使开关元件55、56、57、58接通的开关信号，开关元件55、56、57、58被接通，从而流过电流。开关元件55、57的集电极经由信号线91与驱动器40电连接。开关元件55的发射极与开关元件56的集电极电连接。开关元件57的发射极与开关元件58的集电极电连接。开关元件56、58的发射极与信号线61即低压侧变换器50A的开关元件51、53的集电极电连接。与低压侧变换器50A同样地，开关元件55、56及开关元件57、58分别并联地与纹波电流吸收用电容器33电连接。开关元件55的发射极(二极管155的阳极)及开关元件56的集电极(二极管 156的阴极)与变压器50C的高压侧绕组50e的一个端子电连接，并且，开关元件57的发射极(二极管157的阳极)及开关元件58的集电极(二极管158的阴极)与变压器50C的高压侧绕组50e的另一个端子电连接。以下说明控制器80进行的控制的内容。控制器80向各开关元件51 58施加接通/断开的开关信号以进行如下的开关控制，即，使低压侧绕组50d的两端子间的电压vl及高压侧绕组50e的两端子间的电压v2 成为正极性的电压正极性期间、以及上述电压vl及上述电压v2成为负极性的电压负极性期间，以规定周期Ts交替地反复的开关控制。在进行上述开关控制时，附加如下控制，即，在低压侧绕组50d的两端子间电压vl 及高压侧绕组50e的两端子间电压v2的电压正极性期间与电压负极性期间之间设置零电压期间(相对于vl为T-TL，相对于v2为T-TH)的控制，以降低变压器有效电流值iL。在该情况下，通过在向构成低压侧变换器50A的各开关元件51 M施加的各开关信号间设置相位差，以及通过在向构成高压侧变换器50B的各开关元件55 58施加的各开关信号间设置相位差，由此，在低压侧绕组50d的两端子间电压vl及高压侧绕组50e的两端子间电压v2的电压正极性期间与电压负极性期间之间，形成零电压期间(相对于vl为T-TL，相对于v2为T-TH)。以下，说明该控制内容。需要说明的是，在以下的说明中，不考虑死区时间(dead time)。死区时间指的是为了防止短路而在各开关元件中使图2中上下的开关元件都断开的期间。图3是表示开关控制的内容的时序图，表示不存在“零电压期间”的情况。图3(b)、 (c)、(d)、(e)分别表示提供给构成低压侧变换器50A的各开关元件51、52、53、54的开关信号(接通/断开)随时间变化的情况，图3 (a)表示根据上述开关信号而生成的低压侧绕组 50d的两端子间电压Vl随时间变化的情况。在以下的说明中，将图3所示的开关控制的情况称为“第一控制”(现有控制)。如图3(b)、(e)所示，向开关元件5154提供使接通、断开每隔半个周期而反复的开关信号，开关元件5154在半个周期T = l/2Ts的期间被接通，接着在半个周期T = l/2Ts的期间被断开，反复进行上述操作。另外，如图3(c)、(d)所示，向开关元件52、53提供与提供给开关元件51、54的开关信号相比使接通/断开颠倒的开关信号。由此，在开关元件5154被接通的半个周期T =l/2Ts的期间，开关元件52、53被断开，接着在开关元件5154被断开的半个周期T = l/2Ts的期间，开关元件52、53被接通，反复进行上述操作。其结果是，如图3(a)所示，低压侧绕组50d的两端子间电压vl在半个周期T = l/2Ts的期间成为正极性的电压最大值+VI，接着在半个周期T = l/2Ts的期间成为负极性的电压最大值-VI，反复进行上述切换。在该情况下，在电压正极性期间和电压负极性期间这两个期间之间，未形成有零电压期间。图4是表示本实施例的开关控制的内容的时序图，表示在图3所示的开关控制中附加了设置“零电压期间”的控制的情况。图4(b)、(c)、(d)、(e)分别表示提供给构成低压侧变换器50A的各开关元件51、 52、53、M的开关信号(接通/断开)随时间变化的情况，图4 (a)表示根据上述开关信号而生成的低压侧绕组50d的两端子间电压vl随时间变化的情况。如图4(b)、(c)所示，向开关元件51、52提供使接通/断开彼此颠倒的开关信号， 在这一点与图3(a)、(b)相同。另外，如图4(d)、(e)所示，向开关元件5354提供使接通/ 断开彼此颠倒的开关信号，在这一点与图3(d)、(e)相同。然而，如图4(b)、(d)所示，向开关元件51、53提供的开关信号的相位差是与在图 3(b)、(d)中向开关元件51、53提供的开关信号的相位差不同的值。在图3(b)、(d)中向开关元件51、53提供的开关信号的相位差为T = l/2Ts,即，使接通/断开颠倒的半个周期的相位差。与此相对，在图4(b)、(d)中向开关元件51、53提供的开关信号的相位差为TL(<T =l/2Ts)，使提供给开关元件53的开关信号相比提供给开关元件51的开关信号延迟TL。其结果是，如图4(a)所示，低压侧绕组50d的两端子间电压vl在TL期间成为正极性的电压最大值+VI。接着，由于开关元件51、53在T-TL期间被同时接通，因此，该期间 T-TL成为零电压。接着在TL期间成为负极性的电压最大值-VI。以上情况反复出现。这样，在电压正极性期间与电压负极性期间之间形成零电压期间T-TL。以上，在图3、图4中说明了低压侧变换器50A中的工作，高压侧变换器50B中的工作也同样地进行。需要说明的是，通过使开关元件51、53在T-TL期间同时接通，使该期间 T-TL成为零电压，但也可以通过使开关元件5254在T-TL期间同时接通，使该期间T-TL成为零电压。接着，说明输出电压V0、输出功率PO的控制。图5是对应于图3(a)的图，表示动力运行状态的情况。图5 (a)表示高压侧绕组 50e的两端子间电压v2随时间变化的情况，图5(b)表示低压侧绕组50d的两端子间电压 Vl随时间变化的情况。如图5所示，通过使低压侧绕组50d的两端子间电压vl的信号的相位相对于高压侧绕组50e的两端子间电压v2的相位提前规定的δ期间，从而实现动力运行状态。通过使高压侧绕组50e的两端子间电压v2的信号的相位相对于低压侧绕组50d的两端子间电压vl的相位提前规定的δ期间，从而实现再生运行状态。图6是对应于图4(a)的图，表示动力运行状态的情况。图6(a)表示高压侧绕组50e的两端子间电压v2随时间变化的情况，图6(b)表示低压侧绕组50d的两端子间电压 Vl随时间变化的情况。如该图6所示，通过使低压侧绕组50d的两端子间电压vl的信号的相位相对于高压侧绕组50e的两端子间电压v2的相位提前规定的δ期间，从而实现动力运行状态。通过使高压侧绕组50e的两端子间电压v2的信号的相位相对于低压侧绕组50d的两端子间电压vl的相位提前规定的S期间，从而实现再生运行状态。需要说明的是，虽然定义相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH这样的参数并对这些参数进行调节，但只要是能够调节相位差δ的参数，就也可以使用相位差比 d之外的参数，而且，只要是能够调节在低压侧绕组50d的两端子间电压vl成为零的期间 (T-TL)的参数，就也可以使用低电压占空比dL之外的参数，并且，只要是能够调节在高压侧绕组50e的两端子间电压v2成为零的期间(T-TL)的参数，就也可以使用高电压占空比 dH之外的参数。将动力运行状态时的相位差δ的极性定义为“正”，将再生状态时的相位差δ的极性定义为“负”。在图5、图6中，将相位差δ与半个周期T的比率即d = δ/T称为相位差比。因此，相位差比d在d > 0时构成动力运行状态。相位差比d在d < 0时构成再生状态。相位差比d在d = 0时构成无负载状态。如下所述求出图5所示的相位差δ。S卩，将输出电压目标值设为V0*，将作为实际的输出电压由未图示的电压传感器测量的输出电压设为V0。控制器80求出输出电压目标值V0*和输出电压VO之间的偏差。根据该求出的偏差，控制器80进行用于执行PI控制的驱动并算出相位差δ。S卩，通过反馈控制，求出相位差δ。输出功率PO根据相位差δ与半个周期T的比率即相位差比d的值的大小而变动。若不存在相位差δ，则其结果是相位差δ与半个周期T的比率即相位差比d成为零，因此，不产生输出功率Ρ0。在进行动力运行时，相位差δ取正值，如图5所示，低压侧绕组的两端子间电压vl 相对于高压侧端子间电压ν2提前相位差δ。另一方面，在进行再生时，相位差δ取负值， 低压侧绕组的两端端子间电压vl相对于高压侧绕组的两端子间电压ν2延迟相位差δ。在图6中，将低压侧绕组50d的两端子间电压vl成为正极性电压+Vl的期间TL 相对于半个周期T的比率即dL = TL/T称为低压侧电压占空比。dL = 1且dH = 1时与现有控制(图5) —致。而且，将高压侧绕组50e的两端子间电压v2成为正极性电压+V2的期间TH相对于半个周期T的比率即dH = TH/T称为高压侧电压占空比。dL = 1且dH = 1时与现有控制(图5) —致。如前所述，无功电流的增加导致变压器有效电流增加、流到开关元件的电流增加， 因电流作为热量而损耗，故导致能量损耗增加。但是，在本发明中，根据变压器耦合型升压器50的特性和运转条件，改变上述相位差比d、低压侧电压占空比dL、高压侧电压占空比dH这些参数，由此，相对于相同输出功率而言，可以减小无功电流，进行低损耗的运转。在该情况下，仅改变开关信号即可，而不需要对开关元件和变压器等构成电源电路的元件、设备进行变更，因此，可以简单地应用本发明。不过也存在需要改变控制器80的电路的情况。控制器80的电路是与电源电路或主电路不同的电路。接着，将第一控制(现有控制)作为比较例，说明各参数d、dL、dH和无功电流、能量损耗之间的关系。图7表示第一控制(现有控制)，图8表示本实施例的控制。将二者均设为无负载的状态、即将相位差比d设为0，在该状态下对比二者。在本实施例的控制中，将低电压占空比dL、高电压占空比dH设为0. 5。在此，只要低压侧绕组的两端子电压vl和高压侧绕组的两端子电压v2存在电压差，则即便处于无负载的状态(相位差S =0，或者，相位差δ与半个周期T的比率即相位差比d = 0)，也产生无功电流。即，即便工作装置用电动机21处于既不进行动力运行也不进行再生的状态，也根据下式的关系产生无功电流。与相位差δ无关，每单位时间内的变压器电流iL的变化量用下式求出。diL/dt = (vl-v2)/LiL:变压器电流L:漏电感在此，变压器电流iL是变压器匝数比N2/N1(= 1)时的变压器电流iL。即便处于无负载的状态，在低压侧绕组的两端端子间电压vl和高压侧绕组的两端子间电压v2之间，如图7(a)、(b)所示也产生电压差，根据上式，每单位时间内的变压器电流iL( = iLl = iL2)流到变压器耦合型升压器的内部，该流动的电流成为作为损耗的无功电流。在本实施例的控制中，将工作条件设定为下述工作条件1。(工作条件1)将开关频率fs设定为11. 5kHz将开关信号周期Ts设定为87. 0 μ sec0变压器匝数比Ν2/Ν1 :1漏电感20μ H输出电压VO :550V图7是第一控制(现有控制:dL = dH = 1)的时序图，图7(a)、(b)、(c)、(d)分别表示高压侧绕组50e的两端子间电压v2、低压侧绕组50d的两端子间电压vl、变压器电流 iL(电流峰值iLp及变压器电流有效值iLrms)、输出电流iVO随时间变化的情况。如图7(a)、(b)所示，在无负载状态下，由于不产生图5所示的相位差δ，因此，高压侧绕组的两端子间电压ν2和低压侧绕组的两端子间电压vl以相同相位进行推移。图8是本实施例的控制(dL = dH = 0. 5)的时序图，图8 (a)、(b)、(c)、(d)分别表示高压侧绕组50e的两端子间电压v2、低压侧绕组50d的两端子间电压vl、变压器电流 iL(峰值iLp及变压器电流有效值iLrms)、输出电流iVO随时间变化的情况。在此，变压器电流峰值iLp指的是流到变压器50C的低压侧绕组50d的电流iLl 的峰值，变压器电流有效值iLrms指的是流到变压器50C的低压侧绕组50d的电流iLl的有效值。在该情况下，根据变压器的特性，由于匝数比N1/N2 = 1，故构成为变压器电流iL =iLl = iL2，而通常iLl不等于iL2。另外，输出电流iVO指的是流到信号线91、92的电流。输出电流iVO和输出电压 VO之积构成输出功率PO ( = iVO · V0)。
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将图7和图8进行对比可知，虽然在相同的无负载状态下输出功率PO为OkW，但通过将低电压占空比dL、高电压占空比dH从1 (第一控制；现有控制)减小到0. 5 (本实施例的控制)，可以减小变压器电流峰值iLp及变压器电流有效值iLrms。图9是表示输入电压Vl和变压器电流峰值iLp之间的关系的图。图9表示在上述工作条件1下进行工作时的特性，表示无负载(相位差比d = 0)的情况。在图9中，Lm表示第一控制(现有控制)的特性，LN2表示本实施例的控制特性。在现有控制的特性LNl上，aO点为平衡点，是在变压器匝数比N2/N1(= 1)与变压器电压比 V2/V1( = (VO-Vl)/Vl = (550V-275V)/275V = 1)相等的电压条件(VI = V2 = 275V)下进行工作的点。由图9可知，在平衡点，变压器电流峰值iLp取得最小值0A，变压器电流峰值iLp降至最低。本实施例的控制特性LN2上的b0点也同样地是平衡点，由图9 可知，在平衡点，变压器电流峰值iLp成为最小值0A，变压器电流峰值iLp降至最低。于是，在现有控制的特性LNl上，在自平衡点偏移的al点进行工作。该al点处的工作与图7相当。此时，变压器匝数比N2/m ( = 1)最远离变压器电压比V2/V1 ( = (VO-Vl) / Vl = (550V-180V)/180V)的值，两者不一致。这样，若在自平衡点最偏移的电压条件(VI = 180V、V2 = 370V)的点al进行工作，则变压器电流峰值iLp取最大值207A，增大至最大。与此相对，在本实施例的控制中，虽然在自平衡点偏移的点进行工作，但由于在特性LN2上进行工作，因此与在特性LNl上进行工作的情况相比，变压器电流峰值iLp降低。 即，在本实施例的控制(图8)中，相当于在LN2上的bl点进行工作。此时，变压器匝数比 N2/N1 ( = 1)最远离变压器电压比 V2/V1(= (VO-Vl)/Vl = (550V-180V)/180V)的值，两者不一致(电压条件vi = 180V、V2 = 370V)，但变压器电流峰值iLp成为104A，与现有控制的变压器电流峰值O07A)相比，可知变压器电流峰值iLp大幅降低。图10表示低电压占空比dL、高电压占空比dH与变压器电流有效值iLrms之间的关系。图10表示在上述工作条件1下进行工作时的特性，表示在无负载(相位差比d = 0) 的状态下输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为180V的情况。在图10中，特性LN3上的点cl与图7所示的现有控制(dL = dH = 1)的情况相对应，特性LN3上的点c2与图8所示的本实施例控制(dL = dH = 0. 5)的情况相对应。根据图10可知，低电压占空比dL、高电压占空比dH越小，则变压器电流有效值iLrms也越小。如上所述，根据本实施例，对于开关控制附加如下控制，即在低压侧绕组50d的两端子间电压vl及高压侧绕组50e的两端子间电压v2的电压正极性期间与电压负极性期间之间设置零电压期间(T-TL)的控制，因此，可以减小低电压占空比dL、高电压占空比dH， 由此，可以降低变压器有效电流值iL。其结果是，无功电流降低，变压器50C、开关元件51、 52...等的发热被抑制，作为输入电压Vl而蓄积于电容器30的能量有效地作功而被使用， 变压器耦合型升压器50的电路内部的徒劳无益的能量消耗被抑制，从而可以抑制能量损
^^ ο在上述说明中，假设了进行如下控制的情况，即在低压侧绕组50d的两端子间电压vl、高压侧绕组50e的两端子间电压v2这两者都设定零电压期间(T-TL)的控制。但是， 也可以进行如下控制，即，仅在低压侧绕组50d的两端子间电压vl、高压侧绕组50e的两端子间电压v2中的任一个设置零电压期间(T-TL)的控制。即，在通过控制器80进行开关控制时，也可以附加如下控制以降低变压器有效电流值iL，即，在低压侧绕组50d的两端子间电压vl或高压侧绕组50e的两端子间电压v2的电压正极性期间与电压负极性期间之间设置零电压期间(T-TL)的控制。在该情况下，通过在向构成低压侧变换器50A的各开关元件51 M施加的各开关信号间设置相位差，或通过在向构成高压侧变换器50B的各开关元件55 58施加的各开关信号间设置相位差，从而在低压侧绕组50d的两端子间电压vl或高压侧绕组50e的两端子间电压v2的电压正极性期间与电压负极性期间之间形成零电压期间(T-TL)。(第二实施例)为了发挥作为变压器耦合型升压器50的实用性功能，需要进行考虑到以下各项目的最优控制，所述各项目包括“动力运行、再生之间的连续切换”、“输出极限”、“在自平衡点离开的点处的轻负载状态下的损耗”、“在平衡点处的损耗”。于是，进行使上述各参数d、dL、dH进行各种变化的实验来探索最优控制。需要说明的是，以下，例举无论是哪种控制均在上述工作条件1的条件下进行实施的情况进行说明。改变相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH的值，实施第一控制(现有控制)、第二控制、第三控制、第四控制、第五控制，并对其效果进行了研究。其结果是，通过将相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH作为参数并调节到最优，可以降低变压器有效电流值iLrms。以下，进行具体说明。第一控制第一控制为将低电压占空比dL、高电压占空比dH设定为l(dL = dH= 1)的控制。第二控制第二控制为将相位差比d设定为固定值即0. 5 (d = 0.5)的控制。第三控制第三控制为使相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH相等(d = dL = dH) 的控制。第四控制第四控制为将第二控制和第三控制组合而并用的控制。第五控制第五控制为根据输入电压Vl预先设定最优的相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH的组合并读出设定内容来进行控制的控制。根据不同的工作条件，控制内容不同，例如在低负载时，进行与第三控制相当的控制，在高负载时进行与现有控制相当的控制。(第一控制)在第一控制中，将低电压占空比dL、高电压占空比dH固定为1，根据负载使相位差比d在-0. 5彡d彡0. 5的范围内变化。由此，可以应对“动力运行、再生之间的连续切换”。控制器80按照图11所示的流程图实施第一控制。S卩，测量当前的输出电压VO (步骤1101)，将测量而得到的当前输出电压VO进行反馈，从而运算输出电压目标值V0* (550V)和当前值之间的偏差AV = V0*-V0 (步骤1102)。接着，根据偏差Δ V是满足Δν<0、还是满足Δν = 0、还是满足AV >0的情况 (步骤1103)，求出相位差比d的变化量Ad(步骤1104、1105、1106)。即，当AV <0时，将相位差比d的变化量Δ d设定为负极性的规定减少量Δ d( < 0)(步骤1104)。当Δ V = 0 时，将相位差比d的变化量Ad设定为无增减即Ad = 0(步骤1105)。当AV>0时，将相位差比d的变化量Ad设定为正极性的规定增加量Ad(>0)(步骤1106)。接着，将在步骤1104、1105、1106中求出的相位差变化量Ad与当前的相位差比d 相加，从而更新当前的相位差比d(d — d+Δ d)。其中，相位差比d在-0. 5 < d < 0. 5的范围内变化(步骤1107)。接着，读出预先设定的低电压占空比dL、高电压占空比dH的值1 (固定值)(步骤
1108)，基于读出的低电压占空比dL、高电压占空比dH的值1(固定值)和在步骤1107中更新后的相位差比d，利用控制器80生成为了设为上述相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH的各值而需要向各开关元件51 58提供的开关信号，并将所生成的开关信号输出。由此，如图3(b)、(c)、(d)、(e)所示，各开关元件51 M(或者55 58)进行接通 /断开操作，如图3(a)所示，低电压绕组两端子间电压vl (或者高电压端子间电压v2)进行导通/断开操作，如图5(a)、(b)所示，形成动力运行状态，或同样地形成再生状态(步骤
1109)。图12是用于说明第一控制的图表。图12的横轴是相位差比d，左纵轴是输出功率 PO (kff)，右纵轴是变压器电流有效值iLrms (A)。在图12中表示输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为180V时(自平衡点离开的点处的电压条件)的输出功率PO的特性LN11、输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为275V时(平衡点处的电压条件)的输出功率PO的特性LN12、输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为180V 时(自平衡点离开的点处的电压条件)的变压器电流有效值iLrms的特性LN13、输入电压 Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为275V时(平衡点处的电压条件)的变压器电流有效值iLrms的特性LN14。第一控制和其他控制的比较结果如图13所示。根据图13所示的各控制的比较结果可知“动力运行、再生之间的连续切换”能够改变相位差比d(〇)，如图12的All部所示，“输出极限”高(〇)，如A12部所示，“在自平衡点离开的点处的轻负载状态下的损耗”稍大(Δ )，如A13部所示，“在平衡点处的损耗” 变得非常小(◎)。(第二控制)在第二控制中将相位差比d固定在固定值即0. 5，并根据负载使低电压占空比 dL、高电压占空比dH变化。在该情况下，由于相位差比d被固定在极性为正极侧的固定值 (0. 5)，因此，不能进行再生。需要说明的是，若将相位差比d设为固定值即-0. 5，虽然能够进行再生，但不能进行动力运行。因此，在该第二控制中，不能应对“动力运行、再生之间的连续切换”。控制器80按照图14所示的流程图实施第二控制。作为一例，对将低电压占空比 dL、高电压占空比dH设为dv (电压占空比)并使该电压占空比dv ( = dL = dH)在0彡dv彡1 的范围内变化的情况进行说明。S卩，测量当前的输出电压VO (步骤1201)，将测量而得到的当前输出电压VO进行反馈，从而运算输出电压目标值V0* (550V)和当前值之间的偏差Δν = V0*-V0 (步骤1202)。接着，根据偏差Δ V是满足Δν<0、还是满足Δν = 0、还是满足AV >0的情况(步骤1203)，求出电压占空比dv的变化量Adv (步骤1204、1205、1206)。S卩，当AV < 0 时，将电压占空比dv的变化量Δ dv设定为负极性的规定减少量Δ dv( < 0)(步骤1204)。 当AV = O时，将电压占空比dv的变化量Adv设定为无增减即Adv = 0(步骤1205)。当 AV>0时，将电压占空比dv的变化量Adv设定为正极性的规定增加量Adv(>0)(步骤 1206)。接着，将在步骤1204、1205、1206中求出的电压占空比dv的变化量Adv与当前的电压占空比dv相加，从而更新当前的电压占空比dv(dv — dv+Adv)。其中，电压占空比dv 在0彡dv彡1的范围内变化(步骤1207)。接着，在步骤1207中更新后的电压占空比dv恢复到高电压占空比dH、低电压占空比 dL(dH = dv、dL = dv ；步骤 1208、1209)。接着，读出预先设定的相位差比d的值0. 5(固定值)(步骤1210)，基于读出的相位差比d的值0.5(固定值)和在步骤1208、1209中得到的高电压占空比dH、低电压占空比 dL的值，生成为了设为上述低电压占空比dL、高电压占空比dH、相位差比d的各值而需要向各开关元件51 58提供的开关信号，并将所生成的开关信号输出。由此，如图4 (b)、(c)、 (d)、(e)所示，各开关元件51 M(或者55 58)进行接通/断开操作，如图4(a)所示， 低电压绕组两端子间电压Vl (或者高电压端子间电压v2)进行导通/断开操作，如图6 (a)、 (b)所示，构成动力运行状态，或同样地构成再生状态(步骤1211)。图15是用于说明第二控制的图表。图15的横轴是低电压占空比dL(=高电压占空比dH)，左纵轴是输出功率PO(kW)，右纵轴是变压器电流有效值iLrms(A)。在图15中表示输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为180V时(自平衡点离开的电压条件)的输出功率PO的特性LN21、输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为275V 时(平衡点处的电压条件)的输出功率PO的特性LN22、输入电压Vl(低压侧绕组端子间电压最大值VI)为180V时(自平衡点离开的电压条件)的变压器电流有效值iLrms的特性 LN23、输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为275V时(平衡点处的电压条件) 的变压器电流有效值iLrms的特性LNM。第二控制与其他控制的比较结果如图13所示。根据图13所示的各控制的比较结果可知由于相位差比d被固定在固定值即 0.5，故不可能进行“动力运行、再生之间的连续切换”(X)，如图15的A21部所示，“输出极限”与第一控制同样地高(〇)，如A22部所示，“在自平衡点离开的点处的轻负载状态下的损耗”与第一控制相比变小(〇)。但是，如A23部所示，“在平衡点处的损耗”与第一控制相比变大(Δ)。(第三控制)在第三控制中，在将相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH保持为相等(d =dL = dH)的同时，根据负载，使上述相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH变化。相位差比d在-0.5<d<0.5的范围内变化。由此，可以应对“动力运行、再生之间的连续切换”。低电压占空比dL、高电压占空比dH与上述相位差比d的正极性侧变化范围 (0 ^ d ^ 0. 5)对应地在0彡dL彡0. 5、0彡dH彡0. 5的范围内变化。控制器80按照图16所示的流程图实施第三控制。S卩，测量当前的输出电压VO (步骤1301)，将测量而得到的当前输出电压VO进行反
15A 馈，从而运算输出电压目标值V0* (550V)和当前值之间的偏差AV = V0*-V0 (步骤1302)。接着，根据偏差Δ V是满足M < 0、还是满足AV = 0、还是满足AV > 0的情况 (步骤1303)，求出相位差比d的变化量Ad(步骤1304、1305、1306)。即，当AV <0时，将相位差比d的变化量Δ d设定为负极性的规定减少量Δ d( < 0)(步骤1304)。当Δ V = 0 时，将相位差比d的变化量Δ d设定为无增减即Δ d = 0 (步骤1305)。当Δ V > 0时，将相位差比d的变化量Ad设定为正极性的规定增加量Ad(>0)(步骤1306)。接着，将在步骤1304、1305、1306中求出的相位差变化量Ad与当前的相位差比d 相加，从而更新当前的相位差比d(d — d+Δ d)。其中，相位差比d在-0. 5 < d < 0. 5的范围内变化(步骤1307)。接着，将在步骤1307中更新后的相位差比d的绝对值|d|设定为与低电压占空比 dL、高电压占空比dH相等(dL= d|、dH= d|)。由此，低电压占空比dL、高电压占空比dH 在0彡dL彡0. 5、0彡dH彡0. 5的范围内变化(步骤1308、1309)。接着，基于在步骤1307中更新后的相位差比d和在步骤1308、1309中得到的低电压占空比dL、高电压占空比dH的值，生成为了设为上述相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH的各值而需要向各开关元件51 58提供的开关信号，并将所生成的开关信号输出。由此，如图4(b)、(c)、(d)、(e)所示，各开关元件51 M(或者55 58)进行接通 /断开操作，如图4(a)所示，低电压绕组两端子间电压vl (或者高电压端子间电压v2)进行导通/断开操作，如图6(a)、(b)所示，构成动力运行状态，或同样地构成再生状态(步骤 1310)。图17是用于说明第三控制的图表。图17的横轴是相位差比d(=低电压占空比 dL =高电压占空比dH)，左纵轴是输出功率PO (kW)，右纵轴是变压器电流有效值iLrms㈧。 在图17中表示输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为180V时(自平衡点离开的电压条件)的输出功率PO的特性LN31、输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值 VI)为275V时(平衡点处的电压条件)的输出功率PO的特性LN32、输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为180V时(自平衡点离开的电压条件)的变压器电流有效值 iLrms的特性LN33、输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为275V时(平衡点处的电压条件)的变压器电流有效值iLrms的特性LN34。第三控制和其他控制的比较结果如图13所示。由图13所示的各控制的比较结果可知通过使相位差比d变化，可以进行“动力运行、再生之间的连续切换”(〇)，如图17的A31部所示，“输出极限”与第一控制、第二控制相比变低(Δ )，如A32部所示，“在自平衡点离开的点处的轻负载状态下的损耗”与第一控制、第二控制相比变得非常小(◎)。但是，如Α33部所示，“在平衡点处的损耗”与第一控制相比变大(Δ)。(第四控制)在第四控制中，进行将第二控制和第三控制组合而并用的控制。当相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH的值等于0.5时，第二控制即将相位差比d固定在固定值即0. 5的控制与第三控制即将相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH保持为相等的控制都取相同值。因此，为了将相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH的值等于0.5这一点作为切换点来切换第二控制和第三控制，使上述各参数连续地变化即可。控制器80按照图18所示的流程图实施第四控制。以下，导入变量D和其规定增减变化量Δ 。变量D在-1 < D < 1的范围内变化。S卩，测量当前的输出电压VO (步骤1401)，将测量而得到的当前输出电压VO进行反馈，从而运算输出电压目标值V0* (550V)和当前值之间的偏差Δν = V0*-V0 (步骤1402)。接着，根据偏差Δ V是满足M < 0、还是满足AV = 0、还是满足AV > 0的情况 (步骤1403)，求出变量D的变化量AD(步骤1404、1405、1406)。S卩，当AV <0时，将变量 D的变化量AD设定为负极性的规定减少量AD(<0)(步骤1404)。当AV = O时，将变量D的变化量Δ D设定为无增减即Δ D = 0 (步骤1405)。当Δ V > 0时，将变量D的变化量AD设定为正极性的规定增加量AD( > 0)(步骤1406)。接着，将在步骤1404、1405、1406中求出的变量D的变化量AD与当前的变量D相力口，从而更新当前的变量D (D —D+AD)。其中，变量D在-1彡D彡1的范围内变化(步骤 1407)。接着，根据在步骤1407中更新后的变量D是满足D < -0. 5、还是满足0 > 0. 5、还是满足除上述D < -0. 5、D > 0. 5之外的情况(步骤1408)，求出相位差比d(步骤1409、 1410、1411)。S卩，当D彡-0.5时，将相位差比d设定为-0.5(步骤1409)。当D > 0. 5时， 将相位差比d设定为0. 5 (步骤1410)。当变量D为除上述D ^ -0. 5、D > 0. 5之外的值时， 将变量D设为与相位差比d相等(d = D)。其中，相位差比d在-0. 5 < d < 0. 5的范围内变化(步骤1411)。接着，将在步骤1407中更新后的变量D的绝对值|D|设定为与高电压占空比dH、 低电压占空比dL相等(dH= DUdL= D|)。由此，高电压占空比dH、低电压占空比dL在 0彡dH彡1、0彡dL彡1的范围内变化(步骤1412、1413)。接着，基于在步骤1409、1410、1411中得到的相位差比d和在步骤1412、1413中得到的高电压占空比dH、低电压占空比dL的值，生成为了设为上述相位差比d、高电压占空比 dH、低电压占空比dL的各值而需要向各开关元件51 58提供的开关信号，并将所生成的开关信号输出。由此，如图4(b)、(c)、(d)、(e)所示，各开关元件51 M(或者55 58) 进行接通/断开操作，如图4(a)所示，低电压绕组两端子间电压Vl (或者高电压端子间电压v2)进行导通/断开操作，如图6(a)、(b)所示，构成动力运行状态，或同样地构成再生状态(步骤1414)。第四控制和其他控制的比较结果如图13所示。第四控制是将第二控制和第三控制组合而成的控制，通过执行上述图18所示的控制，可以得到第二控制、第三控制双方的优点。S卩，通过使相位差比d变化，可以进行“动力运行、再生之间的连续切换”(〇)，“输出极限”与第一控制同样地高(〇)，“在自平衡点离开的点处的轻负载状态下的损耗”与第一控制、第二控制相比变得非常小(◎)。但是，“在平衡点处的损耗”与第一控制相比变大 (Δ)。(第五控制)在第五控制中，根据输入电压Vl预先设定最优的相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH的组合，并读出设定内容以进行控制。
图19是用于将前述第一控制、第二控制、第三控制进行对比的图表。图19的横轴是输出功率PO (kff)、纵轴是变压器电流有效值iLrms (A)。在图19中，用LN15、LN25、LN35表示输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值 VI)为180V时(自平衡点离开的点处的电压条件)的特性。LN15表示第一控制的特性、 LN25表示第二控制的特性、LN35表示第三控制的特性。另外，用LN16、L拟6、LN36表示输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为 275V时(平衡点处的电压条件)的特性。LN16表示第一控制的特性、L拟6表示第二控制的特性、LN36表示第三控制的特性。参照图19，可以对相对于相同输出功率PO的变压器电流有效值iLrms的大小进行对比。由于变压器电流有效值iLrms表示流到变压器耦合型升压器50的电路内部的电流， 因此，相对于相同输出功率PO的变压器电流有效值iLrms越小，则损耗越低。需要说明的是，在自平衡点离开的点处的电压条件下，第四控制成为切换第二控制的特性LN25和第三控制的特性LN35而得到的特性，在平衡点处的电压条件下，第四控制成为切换第二控制的特性L拟6和第三控制的特性LN36而得到的特性。第一控制、第二控制、第三控制、第四控制的比较结果如图13所示。关于“动力运行、再生之间的连续切换”，在第一控制、第三控制、第四控制中，因相位差比d变化，故可以进行“动力运行、再生之间的连续切换”(〇)。但是，在第二控制中， 因相位差比d为固定值，故不能进行“动力运行、再生之间的连续切换”(X)。如图19的A41部、A42部所示，第一控制、第二控制、第四控制中，“输出极限”高 (〇)，但第三控制中，“输出极限”低(Δ )。如图19的Α43部、Α44部所示，“在自平衡点离开的点处的轻负载状态下的损耗” 按照第一控制(Δ )、第二控制(〇)、第三控制及第四控制(◎)的顺序减小。另一方面， 如图19的Α45部、Α46部所示，与第二控制(Δ)、第三控制(Δ)、第四控制(Δ)相比， 在第一控制(◎)中，“平衡点处的损耗”变小。根据以上情况，优选为在低负载状态下进行第三控制，在高负载状态下进行第一控制。其中，根据电压条件来切换两控制的时机是变化的。于是，使输入电压Vl进行各种变化而探索了理想的第五控制的特性。图20与图19同样地将横轴作为输出功率PO (kW)、将纵轴作为变压器电流有效值 iLrms (A)而示出了第五控制的特性。在图20中，分别用实线表示使输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)变化为 180V、200V、230V、250V、275V(平衡点)时的第五控制的特性 LN51、LN52、LN53、LN54、 LN55。另外，在图20中，为了进行对比，分别用虚线表示使输入电压Vl(低压侧绕组端子间电压最大值VI)变化为180V、200V、230V、250V、275V(平衡点)时的第一控制的特性 LNl5, LNl7, LN18、LN19、LN16。而且，为了进行对比，用单点划线表示使输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为180V时的第二控制的特性LN25、第三控制的特性LN35。如该图20所示，在越自平衡点离开负载越大的点且输出功率PO越大的点，自第三控制切换到第一控制。即当输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为180V时，在相位差比d为0. 3时自第三控制的特性切换到第一控制LN15 (第五控制的特性LN51)。
另外，当输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为200V时，在相位差比 d为0. 2时自第三控制的特性切换到第一控制LN17 (第五控制的特性LN52)。另外，当输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为230V时，在相位差比 d为0. 1时自第三控制的特性切换到第一控制LN18 (第五控制的特性LN53)。另外，当输入电压Vl (低压侧绕组端子间电压最大值VI)为250V时，在相位差比 d为0. 05时自第三控制的特性切换到第一控制LN19 (第五控制的特性LNM)。另外，当输入电压Vl(低压侧绕组端子间电压最大值VI)为275V(平衡点)时，将第一控制LN16设为第五控制的特性(第五控制的特性LN55)。于是，按照上述第五控制的特性LN51 LN55，对应输入电压VI，预先设定最优的相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH的值。具体而言，如图21所示，使输入电压Vl的各值(150V、180V、200V、230V、250V、 275V、300V)与相位差比d的绝对值|d|的各值(0. 05,0. 1、0. 2、0. 3、0. 5)相对应地，将低电压占空比dL(=高电压占空比dH)的最优值以数据表形式存储到控制器80内的规定的存储器中。控制器80按照图22所示的流程图实施第五控制。即，测量当前的输出电压VO (步骤1501)，将测量而得到的当前输出电压VO进行反馈，从而运算输出电压目标值V0* (550V)和当前值之间的偏差AV = V0*-V0 (步骤1502)。接着，根据偏差Δ V是满足Δ V < 0、还是满足AV = 0、还是满足Δ V > 0的情况 (步骤1503)，求出相位差比d的变化量Ad(步骤1504、1505、1506)。S卩，当AV <0时，将相位差比d的变化量Δ d设定为负极性的规定减少量Δ d( < 0)(步骤1504)。当Δ V = 0 时，将相位差比d的变化量Δ d设定为无增减即Δ d = 0 (步骤1505)。当Δ V > 0时，将相位差比d的变化量Δ d设定为正极性的规定增加量Δ d( > 0)(步骤1506)。接着，将在步骤1504、1505、1506中求出的相位差变化量Ad与当前的相位差比d 相加，从而更新当前的相位差比d(d — d+Δ d)。其中，相位差比d在-0. 5 < d < 0. 5的范围内变化(步骤1507)。接着，测量当前的输入电压Vl (步骤1508)，自图21所示的数据表中读出与测量而得到的当前输入电压Vl和在步骤1507中更新后的相位差比d的绝对值Idl对应的低电压占空比dL、高电压占空比dH(步骤1509)。接下来，基于读出的低电压占空比dL、高电压占空比dH的值和在步骤1507中更新后的相位差比d，生成为了设为上述相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH的各值而需要向各开关元件51 58提供的开关信号，并将所生成的开关信号输出。由此，如图4(b)、(c)、(d)、(e)所示，各开关元件51 M(或者 55 58)进行接通/断开操作，如图4(a)所示，低电压绕组两端子间电压vl (或者高电压端子间电压v2)进行导通/断开操作，如图6(a)、(b)所示，构成动力运行状态，或同样地构成再生状态(步骤1510)。第五控制是将第一控制和第三控制组合而得到的最优控制，通过执行上述图22 所示的控制，可以得到第一控制、第三控制双方的优点。S卩，通过使相位差比d变化，可以进行“动力运行、再生之间的连续切换”(〇)，“输出极限”与第一控制同样地高(〇)，“在自平衡点离开的点处的轻负载状态下的损耗”与第一控制、第二控制相比变得非常小(◎)。而且，“在平衡点处的损耗”与第一控制同样地变得非常小(◎)。需要说明的是，虽然定义相位差比d、低电压占空比dL、高电压占空比dH这样的参数并对这些参数进行调节，但只要是能够调节相位差δ的参数，就也可以使用相位差比d之外的参数，而且，只要是能够对在低压侧绕组50d的两端子间电压Vl成为零的期间 (T-TL)进行调节的参数，就也可以使用低电压占空比dL之外的参数，并且，只要是能够对在高压侧绕组50e的两端子间电压v2成为零的期间(T-TL)进行调节的参数，就也可以使用高电压占空比dH之外的参数。工业实用性在实施方式中，假设将变压器耦合型升压器50搭载于混合动力型建筑机械1的情况而进行了说明。但是，作为本发明，并不限于将变压器耦合型升压器50搭载于建筑机械， 也可以将其搭载于任意的输送用机械、任意的产业机械。另外，将来若开发出与电容器不同的能够进行大电力充电放电的蓄电装置，则也可以将本发明应用于该蓄电装置。
权利要求
1.一种变压器耦合型升压器的控制装置，在所述变压器耦合型升压器中，低压侧变换器和高压侧变换器经由变压器耦合，将蓄电装置的输入端子间的输入电压升压并作为输出电压施加于输出端子间，所述变压器耦合型升压器的控制装置的特征在于，低压侧变换器包括与变压器的低压侧绕组的两端子桥接的四个开关元件、以及与各开关元件并联且极性反向地被连接的二极管，高压侧变换器包括与变压器的高压侧绕组的两端子桥接的四个开关元件、以及与各开关元件并联且极性反向地被连接的二极管，两变换器以使低压侧变换器的正极和高压侧变换器的负极构成加极性的方式串联连接，所述变压器耦合型升压器的控制装置设置有向各开关元件施加接通/断开的开关信号以进行如下开关控制的控制部，即，使低压侧绕组的两端子间的电压及高压侧绕组的两端子间的电压构成正极性的电压正极性期间和构成负极性的电压负极性期间以规定周期交替反复的开关控制，控制部在进行开关控制时附加如下控制，即在低压侧绕组的两端子间电压或/及高压侧绕组的两端子间电压的电压正极性期间与电压负极性期间之间设置零电压期间的控制。
2.如权利要求1所述的变压器耦合型升压器的控制装置，其特征在于，控制部通过在向构成低压侧变换器的各开关元件施加的各开关信号间设置相位差，或 /及通过在向构成高压侧变换器的各开关元件施加的各开关信号间设置相位差，从而在低压侧绕组的两端子间电压或/及高压侧绕组的两端子间电压的电压正极性期间和电压负极性期间之间形成零电压期间。
3.如权利要求1所述的变压器耦合型升压器的控制装置，其特征在于，控制部将向构成低压侧变换器的各开关元件施加的开关信号和向构成高压侧变换器的各开关元件施加的各开关信号之间的相位差、在低压侧绕组的两端子间成为零电压的期间、以及在高压侧绕组的两端子间成为零电压的期间作为参数而进行调节。
4.如权利要求3所述的变压器耦合型升压器的控制装置，其特征在于，与包括蓄电装置的输入端子间的输入电压、变压器耦合型升压器的输出电压以及变压器匝数比在内的工作条件相对应地，预先设定最优的参数值。
全文摘要
本发明提供一种变压器耦合型升压器的控制装置，在该变压器耦合型升压器的控制装置中，向各开关元件施加接通/断开的开关信号以进行如下的开关控制，即，使低压侧绕组的两端子间的电压及高压侧绕组的两端子间的电压构成正极性的电压正极性期间和构成负极性的电压负极性期间以规定周期交替反复的开关控制。在进行上述控制时，附加如下控制，即在低压侧绕组的两端子间电压及高压侧绕组的两端子间电压的电压正极性期间与电压负极性期间之间设置零电压期间的控制，以使变压器有效电流值降低。在该情况下，通过在向低压侧变换器的各开关元件施加的各开关信号间设置相位差，以及通过在向高压侧变换器的各开关元件施加的各开关信号间设置相位差，从而在低压侧绕组的两端子间电压及高压侧绕组的两端子间电压的电压正极性期间和电压负极性期间之间形成零电压期间。
文档编号H02M7/5387GK102362419SQ20108001274
公开日2012年2月22日 申请日期2010年4月1日 优先权日2009年4月3日
发明者茂木淳 申请人:株式会社小松制作所