专利名称：负载控制装置的电源的制作方法
负载控制装置的电源
发明背景发明领域
本发明涉及用于控制从交流(AC)电源输送至电气负载的功率的负载控制装置，尤其涉及双线电子开关，所述双线电子开关具有当所述负载关闭时仅吸引少量电流经过所述负载的电源。
相关技术说明
通常的负载控制装置可操作用于控制从交流(AC)电源输送至电气负载，诸如发光负载或电动负载的功率量。壁挂负载控制装置适于安装至标准电气壁箱(wallbox)。调光器开关包括可控导电装置(例如，双向半导体开关，诸如三端双向可控硅开关元件(triac))，所述可控导电装置串联连接在电源和负载之间。可控导电装置被控制为，在AC电源的半周期部分为导电的和非导电的，从而(例如，使用相位控制调光器技术)控制输送至负载的功率量。“智能”调光器开关(即，数字调光器开关)包括用于控制半导体开关的微处理器(或类似控制器)以及用于给所述微处理器供电的电源。另外，所述“智能”调光器开关可包括存储器、通讯电路、和多个发光二极管(LED)，它们都由该电源供电。
电子开关(即，数字开关)包括可控导电装置(诸如，继电器或双向半导体开关)、微处理器以及电源。与智能调光器开关相反，电子开关的可控导电装置不是使用相位控制调光器技术控制，而是被控制为在AC电源的每个半周期内为导电的或非导电的，从而使所述电气负载在开启和关闭之间切换。通常，壁挂电子开关不需要连接至AC电源的中性侧(即，所述电子开关是“双线”装置)。当所述电子开关被安装在改进型装置(retro-fitinstallation)中时(即，替换电气壁箱中的没有中性连接的现有开关或负载控制装置)，这是特别有用的。
为了充电，双线电子开关的电源必须在电源的两端形成电压量。因而，并不是AC电源的所有AC线电压可用于给电气负载供电，且电气负载可能不适当地操作。例如，如果电气负载是发光负载，所述发光负载可能不是以最大的可能的强度来照明。另外，为了进行充电，电源必须吸引电流经过受控电子负载，对于一些类型的电子负载，这可能会造成问题。例如，当电子负载是发光负载时，电源电流的量值切不可足够大而导致发光负载在被控制为关闭时照明或闪烁。另外，一些电子负载，诸如紧凑型荧光灯，不传导正弦电流，因而，电流在AC电源的线路周期的某些部分期间无法传导经过这些电气负载。
因而，需要一种具有用于开启和关闭负载的控制器的电子开关，以及一种以不会造成负载的不适当操作的方式运作的单一电源。发明内容
根据本发明的一实施例，一种负载控制装置，适于连接在AC电力源和电气负载之间，用于控制输送至所述负载的功率，所述负载控制装置包括电源，所述电源包括能量存储电容器和充电泵电路，所述充电泵电路适于传导输入充电电流经过所述负载并适于传导输出充电电流经过所述能量存储电容器，从而在所述能量存储电容器两端产生所述DC供给电压，其中，所述输出充电电流具有大于所述输入充电电流的量值。所述负载控制装置进一步包括可控导电装置，所述可控导电装置适于连接在所述电力源和所述负载之间，用来控制输送至所述负载的功率；以及控制器，可操作连接至所述可控导电装置的控制输入，用来使所述可控导电装置导电和非导电。所述电源与可控导电装置并联连接，用来当所述可控导电装置非导电时产生给所述控制器供电的DC供给电压。
根据本发明的另一实施例，一种负载控制装置，适于连接在AC电力源和电气负载之间，用于控制输送至所述负载的功率，所述负载控制装置包括噪声敏感电路和电源，所述电源包括能量存储电容器和开关电容器电路，所述开关电容器电路适于以预定切换频率传导输入充电电流经过所述负载和传导放电电流经过所述能量存储电容器，从而在所述能量存储电容器两端产生DC供给电压，其中所述输入充电电流和所述预定切换频率的量值大致上都小，以避免在所述噪声敏感电路中产生噪声。所述负载控制装置进一步包括可控导电装置，所述可控导电装置适于连接在所述电力源和所述负载之间，用来控制输送至所述负载的功率；以及控制器，可操作连接至所述可控导电装置的控制输入，用来使所述可控导电装置导电和非导电。所述噪声敏感电路连接至所述控制器，使得所述控制器对所述噪声敏感电路响应。所述电源与可控导电装置并联连接，用来当所述可控导电装置非导电时产生给所述控制器和所述噪声敏感电路供电的DC供给电压。
此外，这里还描述了一种双线负载控制装置的电源，所述负载控制装置适于连接在AC电力源和电气负载之间，用于控制输送至所述负载的功率。所述电源包括能量存储电容器，可操作用来存储DC供给电压，以及至少两开关电容器，所述至少两开关电容器适于在第一半周期内电气串联连接，且在第二后续半周期内电气并联连接。所述串联连接电容器在所述第一半周期内传导第一充电电流，以及每个所述开关电容器在所述第二半周期内传导各自的放电电流。所述能量存储电容器在所述第二半周期内传导每个所述开关电容器的放电电流，使得所述能量存储电容器传导第二充电电流，所述第二充电电流是所述开关电容器的所述放电电流的总和且具有大于所述第一放电电流的量值的量值。
根据本发明的另一实施例，一种双线负载控制装置的电源，所述双线负载控制装置适于连接在AC电力源和电气负载之间，用于控制输送至所述负载的功率，所述电源包括用于存储DC供给电压的能量存储电容器，以及第一开关电容器和第二开关电容器，所述第一开关电容器可操作用于在所述AC电力源的正半周期内充电，所述第二开关电容器可操作用于在所述AC电力源的负半周期内充电。所述能量存储电容器连接在所述第一开关电容器和所述第二开关电容器之间，使得所述第一开关电容器和所述第二开关电容器可操作用于，在所述负半周期和所述正半周期内分别放电至所述能量存储电容器，以及在所述能量存储电容器的两端产生所述DC供给电压。
根据本发明的另一实施例，一种负载控制装置的电源，所述负载控制装置适于连接在AC电力源和电气负载之间，用于控制输送至所述负载的功率，所述电源包括用于存储DC供给电压的能量存储电容器、开关电容器电路以及电流限制电路。所述开关电容器电路包括开关电容器和开关装置。所述开关电容器在当所述开关装置不导电时传导充电电流经过所述负载，以及在当所述开关装置导电时传导放电电流至所述能量存储电容器。所述开关装置以预定频率被致使为导电的和非导电的，使得在所述能量存储电容器两端产生所述DC供给电压。所述电流限制电路与所述开关电容器电路串联连接，用于限制所述充电电流的量值。
从本发明下面的参照附图的说明，本发明的其他特征和优点将变得明显。
现在参照附图，在下面的详细说明中将更加详细描述本发明。
图1为根据本发明的第一实施例的射频(RF)发光控制系统的简化图，所述射频(RF)发光控制系统包括双线电子开关和两个远程空闲传感器；
图2为图1的双线电子开关的简化框图3为图2的双线电子开关的嵌入通态电源的简化示意图4A为说明图3电源的操作的波形的简化图，显示异步充电电流传导经过电源的输出电容器；
图4B为说明图3电源的操作的波形的简化图，显示同步充电电流传导经过电源的输出电容器；
图5为自锁继电器、双向半导体开关、驱动电路以及图2的双线电子开关的嵌入通态电源的简化示意图6为图1的电子开关的简化示意图，更详细地显示闭态电源和电流限制电路；
图7为图2的电子开关的控制器执行的按钮程序的简化流程图8为图2的电子开关的控制器执行的占用检测程序的简化流程图9为图2的电子开关的控制器执行的继电计时器程序的简化流程图10为图2的电子开关的控制器执行的双向半导体开关(BSS)计时器程序的简化流程图。
具体实施方式
前面的发明内容和下面优选实施例的详细说明当结合附图阅读时，能够更好地理解。为了说明本发明，图中显示目前优选的一实施例，其中，在附图的几个视图中，相同的附图标记表示类似地的部分，然而，要理解，本发明不限于所揭露的特定方法和工具。
图1是根据本发明的第一实施例的发光控制系统100的简化框图，所述发光控制系统100包括双线电子开关110。电子开关110包括热端子H和开关热端子SH，且适于电气串联连接在交流(AC)电力源102 (例如，120VAci60Hz或240VAC@50Hz)和发光负载104之间，用来控制输送至发光负载的功率。电子开关110在开关热端子SH产生开关热电压VSH，所述开关热端子SH连接至发光负载104。
如图1所示，电子开关110适于壁挂在标准电气壁箱中。电子开关110包括面板112和容纳在所述面板内的开口处的边框114。电子开关110进一步包括控制致动器116(S卩，控制按钮)和负载视觉指示器118，所述控制致动器116可由用户切换(S卩，关闭和开启)发光负载104而致动，负载视觉指示器118用于提供发光负载是开启还是关闭的反馈。可选地，电子开关110可被实施为适于拧入灯的电气插座(例如，螺口插座)的可控拧入模块，或被实施为插入式负载控制装置，所述插入式负载控制装置适于插入标准电气插口来接收功率，及进一步适于具有电气连接到所述插入式负载控制装置的插入电气负载。
电子开关110还操作为占用传感器，用于响应于在所述电子开关附近存在占用者(即，占用状态)，开启发光负载104，以及响应于不存在占用者(即，空闲条件)，关闭发光负载104。所述电子开关110包括透镜120，透镜120用于将来自于占用者的红外线能量导向至占用检测电路230的内部检测器(图2)，使得电子开关可操作用于检测占用和空闲条件。电子开关110包括占用视觉指示器122，当所述电子开关已检测到空间的占用条件时，所述占用视觉指示器122被照射。
可选地，电子开关110可操作为空闲传感器。当操作为空闲传感器时，电子开关110将只会操作为，响应于检测空间中的空闲条件，关闭发光负载104。电子开关110响应于检测到占用条件而不开启发光负载104。因而，当电子开关操作为空闲传感器时，发光负载104必须手动开启(例如，响应于控制致动器116的手动致动)。占用传感器和空闲传感器的例子在2008年9月3日提出、名称为电池供电的占用传感器(BATTERY-POWEREDOCCUPANCY SENSOR)的美国专利申请第12/203，500号中更详细描述，其全部公开以引用方式并入本文中。
图2是电子开关110的简化框图。电子开关110包括可控导电装置(例如，自锁继电器210)，所述可控导电装置电气串联连接在热端子H和开关热端子SH之间。继电器210在闭合(即，导电)时将负载电流Il从AC电力源102传导至发光负载104。取决于发光负载104的类型，负载电流可具有例如约五安培的量值。电子开关110进一步包括双向半导体开关212，当发光负载104首先开启时，双向半导体开关212与继电器210电气并联连接，以最小化传导经过继电器210的涌入电流(从而，限制可能出现在继电器触点的任何电弧)。具体地，当电子开关110正开启发光负载104时，双向半导体开关212被控制为在继电器210被致使为导电之前导电，且当电子开关110正关闭发光负载104时，双向半导体开关212被控制为在继电器被致使为非导电之后为非导电的。双向半导体开关212可包括，例如，三端双向可控硅开关元件(triac)、整流器电桥中的场效应晶体管(FET)、反向串联连接的两FET、一个或多个 硅可控整流器(SCR)、一或多个绝缘栅双极结晶体管(IGBT)、或任何其他适合类型的双向半导体开关。
继电器210和双向半导体开关212受控制器214独立控制。例如，控制器214可以是微控制器，但还可以是任何适合的处理装置，诸如可编程逻辑装置(PLD)、微处理器、特定应用集成电路(ASIC)、或现场可编程门阵列(FPGA)。控制器214连接至继电器210的设置(SET)和重置(RESET)端子(例如，设置和重置线圈)，以分别致使继电器变为导电的和非导电的。具体地，控制器214产生驱动SET线圈的继电器设置控制信号VKW_SET，和驱动RESET线圈的继电器重置控制信号VK _KESET。控制器214还经由门驱动电路216提供BSS驱动控制信号VBSS_DKIVE至双向半导体开关212的控制输入，以致使双向半导体开关导电。
控制器214接收来自瞬时触觉(S卩，机械的)开关S225的输入，瞬时触觉开关S225响应于电子开关110的控制致动器112的致动而临时闭合。开关S225和电阻器R226 (例如，具有电阻15kQ)的串联组合连接在DC供给电压Vcc和电路公共端之间。当控制致动器112被致动且开关S225临时闭合时，控制器214的输入端口被下拉向电路公共端，因而传送信号至控制器214:开关S225已被致动。因此，控制器214可操作用于，响应于开关S225的致动，控制继电器210和双向半导体开关212来切换发光负载104开启和关闭。控制器214进一步可操作用于，当发光负载104开启时控制视觉指示器114受照射，以及当发光负载关闭时控制视觉指示器114不受照射。控制器214还连接至存储电子开关110的操作特性的存储器228。存储器228可被实施为外部集成电路(IC)或实施为控制器214的内部电路。
如前所述，电子开关110包括占用检测电路230，占用检测电路230包括内部检测器，例如热电红外(PIR)检测器。内部检测器安装在电子开关110中，以便接收空间中的占用者经过透镜120的红外能量。控制器214连接至占用检测电路230，使得控制器可操作用于处理内部检测器的输出，例如通过将PIR检测器的输出与预定占用电压阀值比较而确定占用条件或空闲条件目前是否出现在空间中。可选地，内部检测器可包括超声波检测器、微波检测器或PIR检测器、超声波检测器和微波检测器的任意组合。控制器214分别响应于空间中的占用检测条件或空闲条件操作在“被占用”状态或“空闲”状态。控制器214可操作用于，响应于占用检测电路230控制继电器210和双向半导体开关212。
电子开关110可进一步包括射频(RF)收发器(未显示)和天线(未显示)以发射和接收RF信号。控制器214可操作用于，响应于经由RF信号接收的数字消息，控制继电器210和双向半导体开关212。壁挂负载控制装置的RF负载控制装置和天线的例子在1999年11月9日发布的、一般分配的美国专利第5，982，103号，和2008年4月22日发布的、美国专利第7，362，285号中更详细描述，它们名称都为紧凑射频发射和接收天线以及采用所述紧凑射频发射和接收天线的控制装置(COMPACT RADIO FREQUENCY TRANSMITTING ANDRECEIVING ANTENNA AND CONTROL DEVICE EMPLOYING SAME)，它们的全部内容在此以引用方式并入。
电子开关110包括两电源:通态(on-state)(嵌入)电源220和闭态(off-state)电源222。此两电源220、222操作用于在输出电容器Qm (例如，能量存储电容器)两端产生DC供给电压VCC (例如，具有约五伏的平均量值)，输出电容器Cot可具有例如约680 μ F的电容。控制器214和电子开关110的其他低压电路由DC供给电压V。。供电。双向半导体开关212与并联组合的继电器210和通态电源220电气串联连接。如将在下面更详细描述，通态电源220操作用于，当继电器210闭合且发光负载104开启时，产生DC供给电压V。。。闭态电源222与继电器210和双向半导体开关212电气并联连接，且操作用于，当继电器210开启且发光负载104关闭时产生DC供给电压Vcc。
输出电容器Cqut也与过流检测电阻器Rqcd (例如，具有约0.1 Ω的电阻)和正温度系数(PTC)热敏电阻Rpt。串联连接，如将在下面参照图5描述，它们考虑到故障条件(例如，电子开关110中的过流或超温条件)的检测。例如，PTC热敏电阻Rprc可包括由EPCOS公司制造的零件编号B59807A0090A062，该零件编号具有约400Ω的最大标称电阻。故障电压Vfaim在PCT热敏电阻Rptc和输出电容器Ctot的串联组合两端产生，且在正常操作条件下(即，不满足故障条件时)具有约等于DC供给电压V。。的量值的量值。
当继电器210和双向半导体开关212 (即，电子开关110正控制发光负载关闭时)，闭态电源222产生DC供给电压\c。闭态电源222仅传导少量泄漏电流Imii (即，输入充电电流)经过发光负载104，使得当发光负载应该关闭时，发光负载不受照射。闭态电源222传导闭态充电电流即，输出充电电流)经过输出电容器Cmjt,以给输出电容器充电。如将在下面更详细描述，传导经过输出电容器Cmjt的闭态充电电流Iqmff的量值大于传导经过发光负载104的泄漏电流1_的量值。电流限制电路224与闭态电源222串联连接且将泄漏电流1_的量值限制至最大泄漏电流ImK(例如，小于约一 mA)，使得当继电器210不导电且发光负载应该关闭时，发光负载104不受照射。
通态电源220在当发光负载104开启，允许电子开关110大致提供所有AC线电压至发光负载104的同时，产生DC供给电压V。。。当输出电容器Cqut通过通态电源220充电时(在继电器210导电时)，在通态电源两端形成的电压与AC电源102的AC线电压的峰值电压相比具有大致幅度小的量值(例如，约为DC供给电压Vcc，g卩，约为五伏)。换言之，通态电源220强加与AC电力源102的AC线电压的峰值电压相比，大致低的压降，使得当输出电容器CottE充电时，提供至发光负载104的电压(即，开关热电压Vsh)只是略微较小。例如，当AC电力源102的RMS电压是240Vac时，AC线电压的峰值电压约为340伏，而对于AC电力源102的每个半周期的仅 一部分，在通态电源220两端形成的电压约等于DC供给电压Vcc(即，约五伏)。
通态电源220传导通态充电电流图3)经过输出电容器COT，以给输出电容器充电。输出电容器Qm适于，当继电器导电时，在AC电力源102的线周期的至少一部分，传导负载电流込。因此，当继电器导电时，在AC电力源102的线周期的至少一部分，通态充电电流Iqmn等于负载电流l.。当发光负载104是低功率负载时，例如具有降至25W的额定功率(以及240Va。的额定电压)，通态电源220能够适当地操作。换言之，通态电源220可操作用于，当负载电流込具有低至约IOOmA的量值时，适当地给输出电容器Ctot充电，以保证控制器214被供电。
由于发光负载104可致使通态电源220的负载电流込为非正弦电流(例如，如果发光设备是紧凑型荧光灯)，在AC电力源102的线周期的某些部分内，输出电容器Qm可能不能够传导通态充电电流Iai,经过发光负载。因此，通态电源220以相对于AC电力源102的AC线电压的频率异步的方式，控制输出电容器Ctot何时能够充电，使得电源可操作用于在每个半周期内的任何时间(即，在半周期的开始和结束之间的任何时间)开始和结束充电。具体地，当DC供给电压V。。降至最小供给电压Vrc_MIN(即，约为五伏)时，通态电源220可操作用于开始给输出电容器Cmjt充电。然而，输出电容器Cmjt可以知道输出电容器Cotjt能够传导负载电流k经过发光负载104时才开始充电(即，如果负载电流k是非正弦的)。当DC供给电压的量值升至最大供给电压V^max(例如，约为六伏)时，通态电源220 —直停止充电。当发光负载104是电阻性负载，诸如白炽灯(例如，负载电流k是正弦的)，通态电源220的通态充电电流Ich,可相对于AC线电压的频率是异步的(如图4A所示)。可选地，如果发光负载104传导非正弦负载电流Iy通态充电电流1. 可相对于线电压频率是同步的(如图4B所示)。
为了最小化发光负载104的可视闪烁，通态电源220在AC电力源102的每个半周期至少从AC电力源102吸引一次电流。因此，通态充电电流Ira_w的任意两个连续脉冲之间的时段小于半个周期的周期(例如，对于50Hz电源约十毫秒)，因而，通态充电电流Iqmn的脉冲的频率大于线电压频率的两倍(例如，约IOOHz)，以避免发光负载104的可视闪烁。如果通态充电电流Ich,相对于线电压频率是同步的(如图4B所示)，通态充电电流Iqmn的任意两个连续脉冲之间的时段可约等于半个周期Th。。
控制器214可操作用于监视通态电源220的操作，以便确定执行需要从输出电容器Cott吸收较大量电流的动作的适当时间，所述动作诸如对继电器210的线圈通电。通态电源220向控制器214提供反馈控制信号VFB，如将在下面更详细描述，反馈控制信号Vfb表不输出电容器Qm是否正充电。控制器214可操作用于,在输出电容器Cotjt停止充电之后，即当DC供给电压Vrc的量值等于最大供给电压Vcmm且电压的最大量可用于给线圈通电时，立即给继电器210的SET和RESET线圈通电。
图3是根据本发明第一实施例的嵌入电源220的简化示意图。通态电源220包括双向半导体开关310，双向半导体开关310包括例如两个反串联(ant1-series)连接的FETQ312、Q314。通态电源220还包括全波整流器电桥，所述全波整流器电桥除了两个二极管D316、D318之外包括两个FET Q312、Q314的体二极管，所述两个二极管D316、D318连接至输出电容器Cqut，用来允许所述输出电容器通过发光负载104从AC电力源102充电。整流器电桥具有串联连接在开关热端子SH和继电器210之间的AC端子，和用于提供整流电压Veect的DC端子。输出电容器Cqut串联连接在整流器电桥的DC端子之间，使得输出电容器能够通过整流器电桥和发光负载104从AC电力源102充电。反向串联连接的FET Q312、Q314与整流器的AC端子电气并联连接，使得当FET导电时，FET可操作为将来自AC电力源102的负载电流込传导至发光负载104，以及当FET不导电时，输出电容器Cqut可操作为传送负载电流l.。
通态电源220包括控制电路320，控制电路320在正常操作期间操作成致使FETQ312、Q314不导电以临时和短暂地阻挡负载电流込。当继电器导电时，这允许输出电容器Qm传导负载电流〗l，从而为AC电力源102的线周期(line cycle)的至少一部分充电。因此，当双向半导体开关310是非导电的时，DC供给电压Vcc的量值增加，而当双向半导体开关310是导电的时，DC供给电压V。。的量值减小。具体地，控制电路320在当DC供给电压Vcc的量值降至最小供给电压Vee_MIN(即，接近五伏)时致使FET Q312、Q314不导电，且在当DC供给电压\c的量值升至最大供给电压Vrc_MX(即，接近六伏)时致使FETQ312、Q314导电。
通态电源220的控制电路320包括，举例而言，具有比较器U322的模拟电路，所述比较器U322响应于DC供给电压Vcc的量值，控制FET Q312、Q314何时导电。包括两个电阻器R324、R326的电阻分压器连接在DC供给电压Vrc和电路公共端之间，并提供定标(scaled)电压，所述定标电压表示到比较器U322的正端子的DC供给电压Vrc的量值。电阻器R324、R326举例而言可分别具有约40.2kΩ和IlkQ的电阻。
控制电路320包括并联稳压器(shunt regulator) D328 (例如,德州仪器制造的部件号TLV431)，并联稳 压器D328具有经过电阻器R330 (例如，具有电阻约IlkQ)连接到DC供给电压V。。的阴极。并联稳压器D328的阴极连接到并联稳压器的参考端子，且连接到比较器U322的负端子，使得在所述负端子处提供固定的参考电压(例如，约1.24V)。电阻器R332(例如，具有电阻约47ΚΩ)被连接在比较器U322的正端子和输出端子之间，以在通态电源220的操作中提供一些磁滞。比较器U322的输出通过电阻器R334(例如，具有电阻约11ΚΩ)被拉高至DC供给电压V。。。当在比较器U322的正端子处的定标电压小于在所述比较器的负端子处的固定参考电压(即，1.24V)时，比较器U322的输出端子被驱动为低，以使FET Q312、Q314为非导电的，如将在下面描述。可选地，通态电源220的控制电路320可包括数字电路，所述数字电路例如包括微处理器、PLD、ASIC、FPGA或其他适合类型的集成电路。比较器U322可包括国家半导体公司制造的部件号LM2903。
比较器U322的输出经由电阻器R336(例如，具有电阻约22kQ)连接至NPN双极结晶体管Q335的基极(base)。晶体管Q335的集电极经由两个电阻器Q338、Q340 (例如，分别具有电阻IOOk Ω和22k Ω )连接至DC供给电压V。。。PNP双极结晶体管Q342的基极连接至两个电阻器Q338、Q340的结。晶体管Q342的集电极经由两个分别的栅极电阻器R344、R346(例如，都具有电阻约8.2k Ω)连接至FET Q312、Q314的栅极。当比较器U322的输出端子被拉高向DC供给电压V。。时，晶体管Q335、Q342都致使为导电的。因此，DC供给电压Vcc，经由各自的栅极电阻器R344、R366连接至FET Q312、Q314的栅极，因而，使FET为导电的。当比较器U322的输出端子驱动为低(即，约在电路公共端)且晶体管Q335、Q342被致使为非导电的时，FET的栅极的栅电容通过电阻器R348(例如，具有电阻约8.2k Ω )放电，FET被致使为非导电的。
图4A是示例波形的简化图，该示例波形图示当发光负载104是阻性负载诸如白炽灯，且通态充电电流Iai,相对于AC电力源102的频率不同步时，通态电源220的操作。当FET Q312、Q314非导电时，在充电时间Taffie期间，DC供给电压V。。的幅值增加(从最小电源电压V_IN到最大电源电压VCC_MX)。在充电时间Taffie期间，在比较器U322的正端子处的定标电压(表示DC供给电压V。。的幅值)小于并联稳压器D328在负端子处的参考电压。当DC供给电压Ncc的幅值超过最大电源电压Vrc_MX时，比较器U322的输出被往高驱动向DC供给电压V。。，FET Q312、Q314被致使为导电的(如图4A中栅极电压Ve所示)。此时，在比较器U322的正端子处的电压被拉高向DC供给电压Vcc。由于FET Q312、Q314是导电的，随着控制器214和电子开关110的其他低压电路从输出电容器Cqut吸收电流，DC供给电压Vcc的量值和在比较器U322的负端子处的定标电压的量值开始降低。
当DC供给电压\c的量值降至最小供电电压Vrc_MIN时，在比较器U322的正端子处的定标电压变为小于并联稳压器D328在负端子处的参考电压。比较器U322的输出被往低驱动向电路公共端，FET Q312、Q314被致使为非导电的，因而允许输出电容器Cqut充电以及DC供给电压Vrc的量值在充电时间Taffie期间增加。由于电源220的操作，当输出电容器Cqut如图4A所示正充电时，在电源两端只出现低的压降(例如，约五伏)以及切换热电压Vsh只有小“陷波(notches)”(B卩，量值上的小变化)。注意，最坏的情况下，如果输出电容器Cqut充电和放电，充电时间Taffie可约等于AC电力源102的半个周期的时段TTC，以使得DC供给电压\c的量值不超过最大电源电压Vrc_MX。
图4B是示例波形的简化图，该示例波形图示当负载电流L为非正弦(例如，发光负载104是紧凑型荧光灯)时通态电源220的操作，通态充电电流ICH_QN相对于AC电力源102的频率是同步的。如图4B所示，当DC供给电压降至最小电源电压V。。.时，即便栅极电压Ve被驱动为低且FET Q312、Q314被致使为非导电，充电电流I.不立即开始流动。当发光负载104开始传导负载电流L时，通态充电电流Iai,开始流动，这发生在每个半周期的几乎同一时间，使得通态充电电流Iai,相对于AC电力源102的频率是对称的。再一次，当输出电容器如图4B所示正充电时，在电源220两端只出现低的压降，切换热电压Vsh只有小陷波。
回来参照图3，在晶体管Q335的集电极处产生提供给控制器214的反馈控制信号VFB。因而，反馈控制信号Vfb与图4A和4B所示栅极电压Ve相反。当晶体管Q335导电(即，FET Q312、Q314是导电的且输出电容器Qm正放电)时，反馈控制信号Vfb被往低驱动向电路公共端(即，逻辑低电平)。当晶体管Q335是非导电(即，FET Q312、Q314是非导电的，输出电容器Cqut正放电)时，反馈控制信号Vfb被上拉向DC供给电压Vcc(即，逻辑高电平)。当控制器214准备致使继电器210导电或非导电时，在给所述继电器的SET线圈或RESET线圈通电之前，控制器可等待直到反馈控制信号Vfb从高转变为低(S卩，DC供给电压V。。的量值是最大电源电压V^max)。
图5是简化示意图，显示嵌入通态电源220针对双向半导体开关212，如何连接至自锁继电器210和驱动电路216，从而向电子开关110提供故障检测和保护。继电器210的SET线圈连接在继电器设置控制信号VKW_SET和DC供给电压\c之间。当控制器214驱动继电器设置控制信号至接近电路公共端时，继电器210的机械开关被致使为导电的。继电器210的RESET线圈连接在继电器设置控制信号VK _SET和故障电压Vfauu之间，在正常操作条件下(即，不存在超温的条件下)故障电SVfauu具有的量值约等于DC供电电压V。。。继电器重置控制信号VK _KESET经由二极管D305也连接至DC供给电压\c。在正常操作条件下，当控制器214驱动继电器重置控制信号VK _KESET低至接近电路公共端时，继电器210的机械开关被致使为非导电的。
如果输出电容器Ctm在自锁继电器210导电时没有短路，通态电源220的FETQ312、Q314的温度可增加至不期望的水平。当在通态电源220的FET312、314中检测到超温条件，电子开关110控制自锁继电器210 (例如，开启继电器)以去除超温条件。具体地，PTC热敏电路Rprc热连接至FET Q312、Q314，使得PTC热敏电阻的电阻随超温条件下FET的组合温度的增加而增加，因而造成故障电压Vfauu的量值增加。由于二极管D305和继电器210的RESET线圈的串联组合连接在故障电压Vfauu和DC供给电压Vcc之间(即，与输出PTC热敏电路Rptc并联)，随着PTC热敏电阻的电阻增加以及故障电压Vfauu的量值增加，电流开始流经RESET线圈。当FET Q312、Q314的组合温度增大至预定温度阀值Tfmm (例如，约90° F)，继电器210被致使为非导电的。换言之，当故障电压Vfauu增加以使RESET线圈两端的电压致使继电器210非导电时，继电器210被致使为非导电的。因此，经过FET Q312、Q314的电流被控制为零安培，故障条件被去除(S卩，FET的温度将降至不期望的水平之下)。继电器210响应于超温条件被致使为导电的，而与继电器重置控制信号Vklmeset的量值无关。此外，在电子开关110的其他电路中，继电器210可响应于超温条件而被致使为导电的。
如图5所示，双向半导体开关212作为三端双向可控硅开关元件实施。驱动电路216包括光耦合器U360，光耦合器U360具有与双向半导体开关212的栅极串联连接的输出光电可控娃(phototriac)。当光I禹合器U360的输出光电可控娃是导电的,所述输出光电可控硅在AC电力源102的每个半周期传导栅极电流经过两个电阻器R362、R364，因而致使双向半导体开关216在每个半周期是导电的。电阻器R362、R364可都具有例如电阻约100 Ω。
光耦合器U360也具有输入光电二极管，所述光电二极管具有连接至通态电源220的整流电压Vkect的阳极。NPN双极结晶体管Q365与光电耦合器U360的输入光电二极管串联连接。控制器214经由电阻器R366(例如，具有电阻约IkQ)连接至晶体管Q365的基极。当晶体管Q365被致使为导电时，晶体管传导驱动电流经过光电稱合器U360的输入光电二极管以及电阻器R368(例如，具有电阻约330 Ω)，因而致使输出光电可控硅和双向半导体开关212导电。
当在嵌入通态 电源220中检测到过流条件时，电子开关110使用双向感到体开关212来去除过流条件。过流条件可由传导经过继电器210的涌入电流引起，例如，当发光负载104是电容性负载，诸如拧入式紧凑型荧光灯或电子低压(ELV)发光负载。举例而言，涌入电流可具有如国家电气制造商协会(NEMA)公布的NEMA410标准所定义大于约三百安培的量值且持续约二毫秒。为保护通态电源220免受过流条件，当经过通态电源220的过流检测电阻器Rocd的电流超过预定电流阀值Ifauu(例如，约四十安培)时，双向半导体开关212被致使为导电的。此时，通态电源220两端的电压减小至接近双向半导体开关212的通态电压(例如，约一伏)，这导致电源停止向输出电容器Qjut充电，并消除过流条件。
回来参照图5,通态电源220的过流检测电阻器Rqcd与光电稱合器U360的输入光电二极管、二极管D370以及电阻器R372(例如，具有电阻约47Ω)的串联组合并联连接。当经过过流检测电阻器Rra的电流超过预定电流阀值Ifauu时，在光电耦合器U360的输入光电二极管、二极管D370以及电阻器R372的串联组合两端产生的电压使光电耦合器的输出光电可控硅是导电的。因此，双向半导体开关212被致使为导电的且过流条件被消除。由于双向半导体开关212是三端双向可控硅开关元件，双向半导体开关在半周期的末尾当经过双向半导体开关的电流降为约零安培时，变为非导电的。若过流条件仍然存在，双向半导体开关212在下一个半周期内将再次致使为导电的。
图6是电子开关110的简化示意图，更详细地显示闭态电源222和电流限制电路224。闭态电源222包括开关电容器电路(例如，充电泵电路)，所述开关电容器电路具有能够串联充电和并联放电的多个电容器。所述开关电容器电路受控为以相对低频率的预定频率fsw向电容器充电和放电，使得闭态电源不产生可干扰电子开关110的噪声敏感电路的操作的大量噪声，所述噪声敏感电路诸如举例而言，占用检测电路230或RF收发器。
具体地，闭态电源222的开关电容器电路包括能够在AC电力源102的正半周期内充电的第一支线(leg) 350:电容器CIO、C12、C14、C16，以及能够在负半周期内充电的第二支线355:电容器C50、C52、C54、C56。两支线350、355的电容器C10-C16、C50-C56可各具有电容例如约10 μ F。第一支线350的电容器C10-C16可操作为，通过传导正半周期充电电流IC-PHC经过发光负载104而在正半周期内串联充电。此外，输出电容器Cot在正半周期期间传导正半周期充电电流I。- 。第一支线350的电容器C10-C16可操作为，在负半周期期间并联放电至输出电容器Qm，使得电容器C10-C16中的每个传导各自的放电电流，以及输出电容器Qjut传导负半周期放电电流Imh。，所述负半周期放电电流Imic是电容器C10-C16中的每个的各个放电电流的总和。
类似地，第二支线355的电容器C50-C56可操作为，(通过传导负半周期充电电流Ic-NHC经过输出电容器Qm和发光负载)在负半周期内串联充电，且在正半周期期间并联放电至输出电容器Cmjt,使得输出电容器Cotjt传导正半周期放电电流ID-PHC；，所述正半周期放电电流ID-PH。是电容器C50-C56中的每个的各个放电电流的总和。传导经过发光负载104的泄漏电流ImK是正半周期充电电流If和负半周期充电电流之和。由于第一支线350的电容器C10-C16可操作为在正半周期内充电并在负半周期内放电，以及第二支线355的电容器C50-C56可操作为在负半周期内充电并在正半周期内放电，开关电容器电路的预定切换频率fsw约等于AC电力源102的线频率，例如，约120Hz。
由于输出电容器Cotjt传导正半周期充电电流Ic-Pffi和负半周期充电电流lee；，以及正半周期放电电流ID-PTC和负半周期放电电流ID-NIK，闭态充电电流Iqmff是这些电流的总和，即
Ich-off — Ic-phc+ Ic-nhc+ Id-phc+ Id-nhc (等式 I)
由于正半周期放电电流ID_PH。和负半周期放电电流ID-ra。中的每个是每个支线350、355中的电容器的各自各个放电电流的总和，闭态充电电流Iqmff的量值大于传导经过发光负载104的泄漏电流ImK的量值。因此，闭态电源222可描述为作为电流倍增器操作。换言之，闭态电源222将泄漏电流ImK增长因数M倍来产生闭态充电电流Iqmw电流，所述因数M取决于每个支线350、355中的电容器的数目。由于输出电容器Cqut传导正半周期充电电流If和负半周期充电电流I。-.，以及正半周期放电电流ID-Pre和负半周期放电电流Id.。，输入电流所增长的倍数比每个支线350、355中的电容器的数目大一，即
ICH_0FF = (M+1).Ileak (等式 2)
例如，当如图6所示每个支线350、355中有四个电容器时，闭态充电电流Iqmff的量值比泄漏电流ImK的量值大五倍。
如图6所示，第一支线350的电容器C10-C16与二极管D10-D18串联连接，使得每个电容器之间以及在支线的每端处有一个二极管。电容器C10-C16和二极管D10-D18的第一支线350经过电阻器R80(例如，具有电阻约56ΚΩ)连接至全波整流器桥的正DC端子(即，至整流电压VKECT)，所述全波整流器桥由通态电源220的两个FET Q312、Q314的体二极管二极管D316、D318形成。在正半周期内，电容器C10-C16的第一支线350可操作将正半周期充电电流I。- 从热端子H传导经过电流限制电路224、二极管D10-D18、电阻器R80、过流检测电阻器RQm、PTC热敏电阻Rprc、输出电容器Cqut以及FET314的体二极管而到开关热端子SH。因此，电容器C10-C16与输出电容器Cqut可操作为响应于传导正半周期充电电 Ic-PHC 而充电。
齐纳二极管Z40连接穿过电容器C10-C16的第一支线350且操作为将在所述支线两端产生的电压限制为导通(brick-over)电压Vbk(例如，约40伏)。因此，在正周期期间，第一支线350的电容器C10-C16中的每个可操作为充电上升至最大电容器电压Vchm(该电压略小于约10伏)，即
VC_MX= [Vbe-(M-1).Vd]/M,
其中，Vd是二极管D12-D16的前向电压降，例如，约0.7伏
第一支线350的电容器C10-C16的负端子经由各自的二极管D30-D36连接至电路公共端。第一支线350的电容器C10-C16中的每个的正端子，经过各自的二极管D20-26、第一开关装置(例如，PNP双极结晶体管Q82)以及电阻器R84(例如，具有电阻约22Ω)，连接至由通态电源220形成的全波整流器桥的正DC端子(即，至整流电压Vkect)。因此，当晶体管Q82被致使导电时，第一支线350的电容器C10-C16可操作为在负半周期内放电至输出电容器Qm,如将在下面详细描述。
第二支线355的电容器C50-C56以与第一支线350类似的方式同二极管D50-D58串联连接。电容器C50-C56和二极管D50-D58的第二支线355经过两个电阻器R85、R86 (例如，分别具有电阻56k Ω和22kQ)连接至电路公共端。在负半周期期间，电容器C50-C56的第二支线355可操作将负半周期充电电流I。.。从开关热端子SH传导经过二极管D318、输出电容器Com、PTC热敏电阻RPTC、过流检测电阻器RQm、电阻器R85、R86、二极管D50-D58、电流限制电路224而到热端子H。齐纳二极管Z42连接穿过电容器C50-C56和二极管D50-D58的第二支线350，且具有导通电压，例如，约40伏，使得所述齐纳二极管可操作为限制在所述第二支线两端产生的电压，从而将电容器C50-C56中的每个的两端的电压限制为最大电容器电压VC_MX。电容器C50-C56的正端子连接各自二极管D60-D66，而负端子连接至各自二极管D70-D76，使得当晶体管Q94在正半周期内被致使为导电时，电容器C50-C56可操作为经过第二开关装置(例如，NPN双极结晶体管Q94)和电阻器R95 (例如，具有电阻约22 Ω )放电至输出电容器Cotjt,如将在下面更详细描述。
电阻器R85连接在NPN双极结晶体管Q88的基极-发射极结两端。晶体管Q88的集电极经过电阻器R90(例如，具有电阻约IlSkQ)连接至晶体管Q82的基极。电阻器R92连接在晶体管Q82的基极-发射极结两端且具有例如电阻约56k Ω。当电容器C50-C56和二极管D50-D58的第二支线355在负半周期内开始传导负半周期充电电流Ie_NIC经过电阻器R85时，晶体管Q88被致使为导电的，使得电流传导经过电阻器R92，且晶体管Q82被致使为导电的。因此，当晶体管Q82在负半周期内被致使为导电时，第一支线350的电容器C10-C16可操作为放电至输出电容器C.。
与电容器C10-C16和二极管D10-D18的第一支线350串联连接的电阻器R80连接在PNP双极结晶体管Q96的基极-发射极结两端。晶体管Q96的集电极经过电阻器R98 (例如，具有电阻约118kQ)连接至晶体管Q94的基极，同时电阻器R99(例如，具有电阻约56k Ω)连接在晶体管Q94的基极-发射极结两端。当电容器C10-C16和二极管D10-D18的第一支线在正半周期内将正半周期充电电流Iptc传导经过电阻器R80时，晶体管Q96致使为导电的，因而使晶体管Q94导电并允许第二支线355的电容器C50-C56放电至输出电容Cqut ο
如前所述，电流限制电路224与闭态电源222串联连接，并限制泄漏电流ImK的量值为最大泄漏电流Ι^χ。电流限制电路224包括全波整流器桥BR380，全波整流器桥BR380具有与电阻器R382(具有电阻约IkQ)串联连接的AC端子以传导泄漏电流ImK。桥BR380的正DC端子经过电阻器R386(例如，具有电阻约664k Ω)连接至FET Q384的栅极。在每个半周期开始后不久，FET Q384致使为导电的且传导泄漏电流Imii经过电阻器R388(例如，具有电阻约5.19k Ω )。电阻器R388连接在NPN双极结晶体管Q390的基极-发射极结和齐纳二极管Z392(例如，具有导通电压约3.9伏)的串联组合的两端。齐纳二极管Z394连接在FET Q384的栅极和漏极之间，以限制在FET的栅极处的电压量值，从而保护FET免受因过电压条件而引起的损害 。当电阻器R388正传导泄漏电流Imffi时，晶体管Q390被致使为导电的，使得电阻器R388两端的电压被限制为接近晶体管Q390的额定基极-发射极电压加上齐纳二极管Z392的导通电压(即，约4.6伏)。因此，电流限制电路224的最大泄漏电流I^x可以例如为约0.88毫安。
在确保发光负载104在继电器210不导电时不照明的同时，电流限制电路224的最大泄漏电流I^x也助于减小闭态电源222中产生的噪声。由于泄漏电路ILEAK只有小量值，闭态电源222不产生可干扰电子开关110的噪声敏感电路(即，占用检测电路230)的操作的大量噪声。
图7是电子开关110的控制器214执行的按钮程序400的简化流程图，在步骤410按钮程序400响应于开关S225的被执行。控制器214使用两个计时器，例如，继电器计时器和双向半导体开关(BSS)计时器来控制继电器210和双向半导体开关212何时变为导电和非导电。当继电器计时器终止时，若发光负载104关闭，则控制器214执行继电器计时器程序600来使继电器210导电，以及若发光负载开启则使继电器非导电(如将在下面参照图8详细描述)。当BSS计时器终止时，若发光负载104关闭，则控制器214执行BSS计时器程序700来控制双向半导体开关212变为导电，以及若发光负载开启则使变为非导电的(如将在下面参照图9详细描述)。控制器214响应于接收开启命令(当开启按钮122被致动时)和关闭命令(当关闭按钮122被致动时)，执行接收的按键消息程序(未示出)。
参照图7，若在步骤412发光负载104关闭，在步骤414，控制器214将BSS计时器初始化为BSS开启时间tBSS,，并启动BSS计时器，所述BSS计时器的值相对于时间减小。接着，在步骤416，控制器214将继电器计时器初始化为继电器开启时间并在按钮程序400退出之前启动继电器计时器，所述继电器计时器的值相对于时间减小。例如，BBS开启时间tBSS_w可以近似为O毫秒，继电器开启时间，可接近三十毫秒，使得双向半导体开关212在继电器210导电之前被致使为导电的。如果发光负载104在步骤412是开启的，在步骤418控制器214立即使双向半导体开关212导电。接着，在步骤420，控制器214将继电器计时器初始化为继电器关闭时间，并开启值随时间减小的继电器计时器。最后，在按钮程序400退出之前，在步骤422，控制器214将BSS计时器初始化为BSS关闭时间tBSS_0FF,并开启值随时间减小的BSS计时器。例如，继电器关闭时间tBSS,F可接近S十毫秒且BSS关闭时间tBSS,F可接近六十毫秒，使得在双向半导体开关212变为非导电之前，将继电器210致使为非导电。
图8是不论何时在步骤510占用检测电路230检测到占用和空闲状态的改变时电子开关110的控制器214执行的占用检测程序500的简化流程图。如果在步骤512控制器214操作为占用传感器以及在步骤514占用检测电路230刚才已检测到空间已变为占用，在占用检测程序500退出之前，在步骤516，控制器通过初始化并开启BSS计时器(使用BSS开启时间tBSS_J来开启发光负载104，并且在步骤518初始化和启动继电器计时器(使用继电器开启时间tK ,)。如果在步骤512控制器214操作为占用传感器以及在步骤520占用检测电路230刚才已检测到空间已变为空闲，在占用检测程序500退出之前，在步骤522，控制器通过立即使双向半导体开关212导电来控制发光负载104，在步骤524初始化和启动继电器计时器(使用继电器关闭时间tK _QFF)，并且在步骤526初始化和启动BSS计时器(使用BSS关闭时间tBSS_WF)。如果在步骤512控制器214操作为占用传感器，在步骤514当占用检测电路230已检测到空间已变为占用时，控制器不响应。当在步骤512控制器214操作为占用传感器，控制器响应于在`步骤520占用检测电路检测到空间刚才已变为空闲，仅关闭发光负载104。
图9是当继电器计时器在步骤610终止时控制器214执行的继电器计时器程序600的简化流程图。首先，控制器214等待直至在步骤612反馈控制信号Vfb从高转变为低，指示DC供给电压V。。的量值等于最大电源电压V^MX。当控制器214检测到在步骤612反馈控制信号Vfb从高转变为低，控制器根据发光负载104的当前状态立即使继电器导电或非导电。如果在步骤614发光负载104关闭，在步骤616控制器214通过传导电流经过继电器的设置(SET)线圈而使继电器210导电，继电器计时器程序600退出。如果在步骤614发光负载104关闭，在步骤618控制器214通过传导电流经过重置(RESET)线圈而使继电器210非导电，继电器计时器程序600退出。
图10是BSS计时器在步骤710终止时控制器214执行的BSS计时器程序700的简化流程图。如果在步骤712发光负载104关闭，在BSS计时器程序700退出之前，控制器214在步骤714控制驱动电路216来使双向半导体开关212导电，以及在步骤716照射视觉指示器214。如果在步骤712发光负载104关闭，在步骤718控制器214控制驱动电路216使得双向半导体开关212变为非导电的。接着，在步骤720，控制器214控制视觉指示器214关闭，BSS计时器程序700退出。
虽然参照控制输送至连接发光负载的功率的电子开关110已描述了本发明，但本发明的思想可被用于负载控制系统的任何类型的控制装置，诸如举例而言，用于调节发光负载(诸如，白炽灯、磁低压发光负载、电子低压发光负载、以及拧入式紧凑型荧光灯)的强度的调光器开关、远程控制器、按键装置、视觉显示装置、适于插入电插座的可控插入模块、适于抒入灯的电插座(例如，爱迪生插座)的可控抒入式模块、突光负载的电子调光镇流器、以及发光二极管(LED)光源的驱动器、电动机速度控制装置、电动窗口处理、温度控制装置、音频/视频控制装置或其他类型发光负载的调光器电路，诸如磁低压发光负载、电子低压发光负载以及拧入式紧凑型荧光灯。
虽然本发明已就发明的具体实施例进行了描述，但对本领域技术人员而言许多其它变化和修改和其他用途将变得显而易见。因而，优选地，本发明不是受文中的特定揭露限定，而是仅受附上的权利要求限定。
权利要求
1.一种负载控制装置，适于连接在交流电力源和电气负载之间，用于控制输送至所述负载的功率，所述负载控制装置包括: 可控导电装置，适于连接在所述电力源和所述负载之间，用来控制输送至所述负载的功率; 控制器，可操作地连接至所述可控导电装置的控制输入端，用来使所述可控导电装置导电和非导电；以及 电源，与可控导电装置并联连接，用来当所述可控导电装置非导电时产生给所述控制器供电的直流供给电压，所述电源包括能量存储电容器和充电泵电路，所述充电泵电路适于传导输入充电电流经过所述负载并适于传导输出充电电流经过所述能量存储电容器，从而在所述能量存储电容器两端产生所述直流供给电压，所述输出充电电流具有大于所述输入充电电流的量值。
2.如权利要求1所述的电子开关，其中，所述充电泵电路包括第一开关电容器，所述第一开关电容器可操作用于:通过在第一半周期传导所述输入充电电流经过所述负载来充电，并在第二后续半周期放电至所述能量存储电容器中，使得所述能量存储电容器传导所述输出充电电流。
3.如权利要求2所述的电子开关，其中，所述第一开关电容器可操作用于:在所述交流电力源的正半周期内充电，并在负半周期内放电至所述能量存储电容器中。
4.如权利要求3所述的电子开关，其中，所述充电泵电路进一步包括第二开关电容器，所述第二开关电容器可操作用于:在所述负半周期内充电，并在所述正半周期内放电至所述能量存储电容器中。
5.如权利要求4所述的电子开关，进一步包括: 第一开关装置，连接在所述第一开关电容器和所述能量存储电容器之间，所述第一开关装置在所述负半周期内导电，使得所述第一开关电容器在所述负半周期内放电至所述能量存储电容器中；以及 第二开关装置，连接在所述第二开关电容器和所述能量存储电容器之间，所述第二开关装置在所述正半周期内导电，使得所述第二开关电容器在所述正半周期内放电至所述能量存储电容器中。
6.如权利要求4所述的电子开关，其中，所述第二开关装置响应于所述第一开关电容器在所述正半周期内传导所述输入充电电流而被致使为导电的。
7.如权利要求2所述的电子开关，其中，所述充电泵电路包括第二开关电容器，所述第二开关电容器在所述交流电力源的所述正半周期内与所述第一开关电容器串联连接，使得所述第一开关电容器和所述第二开关电容器在所述正半周期内传送所述输入充电电流。
8.如权利要求7所述的电子开关，其中，所述第一开关电容器和所述第二开关电容器可操作用于在所述负半周期内并联连接，使得每一个所述电容器传导放电电流，所述能量存储电容器可操作用于在所述负半周期内传导每个所述开关电容器的放电电流，使得所述能量存储电容器传导所述输出充电电流，所述输出充电电流为所述开关电容器的放电电流的总和。
9.如权利要求2所述的电子开关，进一步包括: 开关装置，所述开关装置连接在所述第一开关电容器和所述能量存储电容器之间，所述开关装置响应于所述第一开关电容器在所述第二半周期内传导所述输入充电电流而被致使为导电的，使得所述第一开关电容器在所述第二半周期内放电至所述能量存储电容器。
10.如权利要求1所述的电子开关，其中，所述可控导电装置包括用于开启和关闭所述负载的继电器，所述电源可操作用于当所述负载关闭时产生直流供给电压。
11.如权利要求10所述的电子开关，进一步包括: 电流限制电路，所述电流限制电路与所述充电泵电路串联连接，用于限制传导经过所述负载的泄漏电流的量值。
12.如权利要求11所述的电子开关，其中，电气负载包括发光负载，以及所述电流限制电路将所述泄漏电流的量值限制为最大泄漏电流，使得当所述继电器非导电时，所述发光负载不发光。
13.如权利要求12所述的电子开关，其中，所述最大泄漏电流小于约一毫安。
14.如权利要求10所述的电子开关，进一步包括: 嵌入电源，与所述继电器串联连接，所述嵌入电源进一步连接至所述能量存储电容器以控制何时所述能量存储电容器充电，以便当所述继电器导电时在所述能量存储电容器的两端产生直流供给电压； 其中，当所述能量存储电容充电时形成与所述嵌入电源的两端的电压，与所述交流电力源的交流线电压的峰值电压相比，该电压具有大致小的量值，当所述继电器导电时，所述能量存储电容器在所述交流电力源的至少一部分线周期中适于传导所述负载电流。
15.如权利要求1所述的电子开关，进一步包括: 占用检测电路，用于检测所述电子开关周围的空间内的占用者存在或不存在； 其中，所述控制器可操作用于，响应于所述占用检测电路检测所述空间内的所述占用者的不存在，关闭所述发光负载。
16.如权利要求15所述的电子开关，其中，所述控制器可操作用于，响应于所述占用检测电路检测所述空间内的所述占用者的存在，开启所述发光负载。
17.一种用于双线负载控制装置的电源，所述双线负载控制装置适于连接在交流电力源和电气负载之间，用于控制输送至所述负载的功率，所述电源包括: 至少两开关电容器，适于在第一半周期内电气串联连接，使得所述串联连接的电容器传导第一充电电流， 所述开关电容器进一步适于在后续的第二半周期内电气并联连接，使得每个所述电容器传导各自的放电电流；以及 能量存储电容器，可操作用于存储直流供给电压并在所述第二半周期内传导每个所述开关电容器的所述放电电流，使得所述能量存储电容器传导第二充电电流，所述第二充电电流是所述开关电容器的所述放电电流的总和且具有大于所述第一充电电流的量值的量值。
18.如权利要求17所述的电源，进一步包括: 开关装置，可操作地连接在所述开关电容器和所述能量存储电容器之间，且在所述第二半周期内是导电的，使得当所述开关装置在所述第二半周期内是导电时，所述开关电容器将所述放电电流传导至所述能量存储电容器中。
19.如权利要求17所述的电源，其中，所述能量存储电容器在所述第一半周期内与所述开关电容器串联连接，以传导所述第一充电电流。
20.如权利要求17所述的电源，进一步包括: 两额外开关电容器，适于在所述第二半周期内电气串联连接，使得所述额外串联连接的电容器传送第三充电电流，所述额外开关电容器进一步适于在所述第一半周期内电气并联连接，以各自传导放电电流至所述能量存储电容器；其中，在所述第一半周期内，所述能量存储电容器传导第四充电电流，所述第四充电电流具有大于所述第一充电电流的量值的量值。
21.一种用于双线负载控制装置的电源，所述双线负载控制装置适于连接在交流电力源和电气负载之间，用于控制输送至所述负载的功率，所述电源包括: 第一开关电容器，可操作用于在所述交流电力源的正半周期内充电； 第二开关电容器，可操作用于在所述交流电力源的负半周期内充电； 能量存储电容器，用于存储直流供给电压，所述能量存储电容器连接至所述第一开关电容器和所述第二开关电容器，使得所述第一开关电容器和所述第二开关电容器可操作用于在所述负半周期和所述正半周期内分别放电至所述能量存储电容器，且在所述能量存储电容器的两端产生所述直流供给电压。
22.如权利要求21所述的电源，进一步包括: 第一开关装置，可操作地连接在所述第一开关电容器和所述能量存储电容器之间，且在所述负半周期内是导电的， 使得所述第一开关电容器可操作用于在所述负半周期内放电至所述能量存储电容器；以及 第二开关装置，可操作地连接在所述第二开关电容器和所述能量存储电容器之间，且在所述正半周期内为导电的，使得所述第二开关电容器可操作用于在所述正半周期内放电至所述能量存储电容器。
23.如权利要求22所述的电源，其中，所述第二开关装置响应于所述第一开关电容器在所述正半周期内的充电而为导电的。
24.如权利要求22所述的电源，进一步包括: 第三开关电容器，在所述正半周期内与所述第一开关电容器串联连接，使得所述第一开关电容器和所述第三开关电容器传导第一充电电流，所述第一开关电容器和所述第三开关电容器进一步适于当所述第一开关装置在所述负半周期内导电时电气并联连接，使得所述第一开关电容器和所述第三开关电容器可操作用于并行放电至所述能量存储电容器；以及 第四开关电容器，在所述负半周期内与所述第二开关电容器电气串联连接，使得所述第二开关电容器和所述第四开关电容器传导第二充电电流，所述第二开关电容器和所述第四开关电容器进一步适于当所述第二开关装置在所述正半周期内导电时电气并联连接，使得所述第二开关电容器和所述第四开关电容器可操作用于并行放电至所述能量存储电容器。
25.一种用于负载控制装置的电源，所述负载控制装置适于连接在交流电力源和电气负载之间，用于控制输送至所述负载的功率，所述电源包括: 能量存储电容器，用于存储直流供给电压； 开关电容器电路，所述开关电容器电路包括开关电容器和开关装置，所述开关电容器可操作用于:当所述开关装置不导电时传导充电电流经过所述负载，以及当所述开关装置导电时传导放电电流至所述能量存储电容器，所述开关装置在预定频率被致使为导电的和非导电的，使得在所述能量存储电容器两端产生所述直流供给电压； 电流限制电路，所述电流限制电路与所述开关电容器电路串联连接，用于限制所述充电电流的量值。
26.如权利要求25所述的电源，其中，所述预定频率包括所述交流电力源的线频率。
27.如权利要求26所述的电源，其中，所述开关装置连接在所述开关电容器和所述能量存储电容器之间，且在所述交流电力源的所述负半周期内为导电的。
28.一种负载控制装置，所述负载控制装置适于连接在交流电力源和电气负载之间，用于控制输送至所述负载的功率，所述负载控制装置包括: 可控导电装置，适于连接在所述电力源和所述负载之间，用于控制输送至所述负载的功率; 控制器，可操作地连接至所述可控导电装置的控制输入端，用于使所述可控导电装置为导电的和非导电的； 噪声敏感电路，连接至所述控制器，使得所述控制器对所述噪声敏感电路是响应的；以及 电源，与可控导电装置并联连接，用来当所述可控导电装置非导电时，产生给所述控制器和所述噪声敏感电路供电的直流供给电压，所述电源包括能量存储电容器和开关电容器电路，所述开关电容器电路适于以预定切换频率传导输入充电电流经过所述负载，以及传导放电电流经过所述能量存储电容器，从而在所述能量存储电容器两端产生所述直流供给电压； 其中，所述输入充电电流和所述预定切换频率的量值大体上都小，以避免在所述噪声敏感电路中产生噪声。
29.如权利要求28所述的电子开关，其中，所述预定频率包所述交流电力源的线频率。
30.如权利要求29所述的电子开关，其中，所述输入充电电流的量值小于约一晕安。
31.如权利要求28所述的电子开关，进一步包括: 电流限制电路，与充电泵电路串联连接，用来限制传导经过所述负载的所述泄漏电流的量值。
32.如权利要求28所述的电子开关，其中所述噪声敏感电路包括占用检测电路，所述占用检测电路用于检 测所述电子开关周围的空间内的占用者存在或不存在，所述控制器可操作用于，响应于所述占用检测电路检测所述空间内的所述占用者的不存在，关闭所述发光负载。
全文摘要
一种负载控制装置，适于连接在交流电力源和电气负载之间，用于控制输送至所述负载的功率，所述负载控制装置包括电源，所述电源具有能量存储电容器(COUT)和充电泵电路(222)，所述充电泵电路适于传导输入充电电流经过所述负载并适于传导输出充电电流经过所述能量存储电容器，从而在所述能量存储电容器两端产生直流供给电压，其中输出充电电流具有的量值大于输入充电电流量值。所述充电泵电路包括开关电容器(C10-C60)，所述开关电容器(C10-C60)可操作为在第一半周期内经过所述负载充电，并在后续的第二半周期内放电至所述能量存储电容器中。所述充电泵电路操作在线频率，且所述输入充电电流的量值很小以避免在所述负载控制装置的噪声敏感电路中产生噪声。
文档编号H02M1/08GK103155392SQ201180047827
公开日2013年6月12日 申请日期2011年7月29日 优先权日2010年7月30日
发明者丹尼尔·F·卡门 申请人:卢特龙电子有限公司