专利名称：有超低无负载功耗的最优动态负载响应的开关功率转换器的制作方法
技术领域：
概括地说，本文所公开的实施例涉及功率转换器，并且更为具体地说，涉及具有开关控制器的功率转换器，所述开关控制器适应性地设定功率转换器的开关循环的频率，以实现最优的动态负载响应(DLR)。
背景技术：
典型地，开关功率转换器要求在功率转换器的输出电压和参考电压之间提供“误差”信号的误差电路，以调整输出电压。误差电路提供指示输出电压相对于参考电压的幅度和极性(正或负)的误差信号。误差信号允许功率转换器通过响应于该误差信号来增加或减小递送给功率转换器的输出端的功率的量来调整输出电压。典型地，传统的功率转换器通过感测为模拟值的输出电压，并且导出感测到的输出电压和为模拟值的参考电压之间的差，来生成误差信号。将感测到的输出电压和参考电压之间的差进行放大，以基于经放大的信号来适当地调整输出电压。取决于转换器中所使用的控制方案，传统的功率转换器也可以使用模数转换器(A/D转换器)来生成误差信号。 其他传统的功率转换器可以使用模拟误差放大器来生成误差信号。在许多传统的隔离式开关功率转换器中，直接在变压器电路的次级侧感测输出电压，并且将其与一般而言固定于选定电压的参考电压进行比较。这允许基于该比较来将功率转换器的输出电压调整到目标电平。备选地，其他传统的隔离式开关功率转换器并不直接感测输出电压。与之相对，这些转换器只感测开关功率转换器的变压器电路的初级侧的信号以检测输出电压电平。这些仅初级信号与固定于选定电压的参考电压进行比较，以使得功率转换器的输出电压被调整到目标电平。这些隔离式开关功率转换器通常称为仅初级反馈转换器。对于用于向便携设备(例如，智能手机、膝上型计算机)提供经调整的功率的开关功率转换器而言，开关功率转换器有三种工作模式待机模式、充电模式和操作模式。待机模式是当开关功率转换器耦合到AC市电(S卩，供电电压)，但是与电子设备断开时。因此，开关功率转换器在低负载条件(即，无负载)下进行操作。在待机模式期间， 开关功率转换器必须在无负载条件下维持输出电压调整。此外，为了满足强制的环境标准， 开关功率转换器必需使得内部功耗最小化。举例而言，根据5星级能量标准，在230V交流输入电压下，蜂窝电话充电器的最大可允许待机功耗通常是30mW。在待机模式所采用的方法中，脉冲频率调制是有效的并且经常使用的方法，其中， 响应于无负载条件，开关转换器的操作频率降低到待机模式操作频率。功耗的新趋势要求超低的待机功耗，例如，小于IOmw并且甚至小于5mW，这需要低得多的无负载操作频率以调整输出电压。充电模式是当开关功率转换器耦合到AC市电和电子设备这两者时。因此，开关功率转换器在负载条件下进行操作。此处，开关功率转换器提供经调整的功率，以在电子设备不在活动使用中的情况下对电子设备的内部电池进行充电。在这种情况中，在当电子设备初始连接到开关功率转换器时，在开关功率转换器上置有一次性的“低到高”动态负载。在这种情形下，开关功率转换器从待机模式转换到充电模式。在该转换期间，操作频率从待机操作频率增加到与负载条件相关联的较高频率。响应于输出负载的突然增加，存在输出电压的初始下降，以及输出电压的过冲振荡(overshoot ringing)。输出电压下降和振荡的量很大程度上基于输出滤波器组件和控制环路的速度。一旦连接，置于开关电源上的负载通常是静态的，并且随着电池充电状态逐渐地增加而缓慢地改变。与之相对，当开关功率转换器从充电模式转换到待机模式时，在开关功率转换器上置有一次性的“高到低”动态负载。当开关控制器检测到高到低的动态负载时，开关功率转换器被置于待机模式，而开关频率相关联地降低到对应于无负载条件的待机操作频率。 在这种情况中，当高到低的动态负载被置于转换器上时，存在相关联的输出电压的上升和过冲振荡。图IA示出了在待机模式和充电模式之间转换(并且反之亦然)时，传统开关功率转换器的波形，该转换另外被称为“一次性”动态负载响应。一次性动态负载条件参考输出负载的低频变化，通常低于10Hz。具体地，图IA示出了在一次性动态负载响应期间，传统的开关功率转换器的输出负载(Iout)波形101、操作频率(Fsw finaJ波形103和输出电压(Vqut) 波形105。对于采用仅初级反馈的传统开关功率转换器而言，反馈信号表示在每个开关循环处感测到的开关功率转换器的输出电压。因此，对传统的仅初级反馈的开关功率转换器的限制在于转换器的开关控制器只能在电压反馈信号的下降沿处逐个开关循环地响应于负载变化。在检测到输出电压的变化时，开关控制器对开关功率转换器的操作频率进行控制。 输出电压的变化指示输出负载的变化。如果开关频率较低(例如，300Hz)，例如在低负载条件下，那么开关周期可以是长时间周期。这个长周期另外被称为空白时间(blank time)或盲点(blind spot)，这是因为在开关功率转换器正进行操作并且尝试调整输出电压时，在两个开关循环之间变压器的初级绕组不具有任何样本信息。在图IA中，输出负载波形101示出了在一次性“低到高”和“高到低”动态负载期间一个周期的输出负载。输出负载波形101在“低”负载条件(即，无负载)和“高”负载条件之间循环。输出电压波形105示出了在一次性动态负载响应期间输出电压的暂态响应。开关功率转换器将输出电压维持在表不转换器的稳态输出电压的电压设定点(V-out 设定点)处，但是其可以在最大可允许输出电压(V-out(MAX))和最小可允许输出电压 (V-out(MIN))内进行操作。操作频率波形103示出了一次性动态负载响应期间传统的开关功率转换器的开关频率。当输出负载较低107时,传统的开关功率转换器在与待机模式操作或低输出负载条件相关联的待机模式操作频率(例如，300Hz) 109下进行操作。在低输出负载条件期间， 开关功率转换器的输出电压位于输出电压设定点(V-out设定点)处。在低输出负载107 期间的低操作频率使得开关功率转换器的开关控制器不太能够检测动态负载的上升沿。
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换句话说，低操作频率导致表示长开关周期的长盲点。当输出负载从低负载条件 107转换113到高负载条件121时，长盲点导致较慢的动态负载响应。取决于相对于盲点何时发生从低负载107到高负载121的转换113，输出电压下降(下冲)115，这是因为转换器的低操作频率109阻止转换器快速响应于负载变化。响应于指示转换113到高输出负载条件121的输出电压下冲115，开关控制器将开关功率转换器的操作频率增加117到高输出负载操作频率119。高输出负载操作频率119 是转换器在高输出负载121期间操作的频率。将操作频率提高到高输出负载操作频率121 使得输出电压达到稳态输出电压设定点111。当输出负载从高输出负载条件121转换123到低负载条件107时，输出电压上升(过冲)125。输出电压的上升125由开关控制器检测，并且其指示负载回到低负载状态 107的变化。开关控制器通过控制开关循环以将降低的能量递送给次级负载来立即做出响应。因此，响应于输出负载的突然降低，开关控制器将操作频率降低127到待机模式操作频率109。通过将操作频率降低到待机模式操作频率109，输出电压达到稳态输出电压设定点 111。图IB示出了在从高负载121转换123到低负载107条件期间，图IA中的波形的部分129的详细示图。除了开关功率转换器的输出负载波形101、输出电压波形105和操作频率波形103之外，图IB示出了驱动器输出波形133。驱动器输出波形133示出了开关转换器的输出驱动信号。输出驱动信号控制开关功率转换器的开关(例如，金属-氧化物-半导体场效应晶体管)何时导通或截止。如先前所描述的，在高输出负载121期间，输出电压位于输出电压设定点111处, 而开关功率转换器在高负载操作频率119 (Fsw处于高负载稳态)下进行操作。在时间段135 期间，与转换器在待机模式操作频率(无负载稳态下的Fsw) 109下进行操作时相比，当转换器在高负载操作频率119下进行操作时，输出驱动信号以较高频率输出。如图IB所示，在高负载到低负载转换123期间，输出电压上升(过冲)到上限137， 上限137高于输出电压设定点111，但是低于最大可允许输出电压。一旦检测到过冲电压 137，操作频率(Fsw pim)从高负载操作频率119开始降低139，并且最终稳定到与低负载稳态条件107相关联的待机模式操作频率109。低负载稳态条件107期间的待机模式操作频率109允许低于30mW或者甚至低于IOmW的超低功耗。然而，由于传统的反馈控制环路的响应特性，操作频率下降到待机模式操作频率109以下141持续一段时间143。注意到，操作频率的降低139反映在驱动器输出波形133中。在操作频率被降低139的时间段147期间，输出控制信号以较低的频率生成。操作频率最终在时刻Tl达到稳态待机模式操作频率109。如果下一个低负载到高负载转换145在Tl之后的时刻T2发生，那么输出电压下降到下限149，下限149在转换器的最小可允许输出电压之上。开关控制器检测输出电压达到动态负载响应要求的下限 149 (即，检测点)，并且因此将操作频率增加151到高负载操作频率119。然而，如下文将要讨论的，如果输出负载的变化是重复的，那么低负载到高负载转换145可以在开关功率转换器在待机模式频率109之下的频率141进行操作时发生，从而导致输出电压下冲超过动态负载响应要求的下限149。如上文所讨论的，开关功率转换器有三种主要的工作模式待机模式、充电模式和操作模式。操作模式描述了当开关功率转换器耦合到AC市电和电子设备两者，并且电子设备在活动使用中时。此处，开关功率转换器提供经调整的功率以对电子设备的内部电池进行充电，并且用于电子设备的活动使用。在这种情况中，在电子设备初始连接时，在开关功率转换器上置有一次性的“低到高”动态负载。然而，由于电子设备在活动使用中，所以即便在一次性“低到高”动态负载转换之后，在开关功率转换器上也置有重复动态负载。举例而言，LED元件经常用于IXD显示器的背光，IXD显示器通常用于电子设备。 LED元件的脉冲宽度调制通常用于提供调光控制。在这种情况中，LED元件通常在IOOHz到 200Hz范围的频率下进行开关。这种开关导致开关功率转换器上的高频重复动态负载。当这种情况发生时，传统的开关控制器不能够确定动态负载是一次性负载还是重复动态负载。在重复动态负载的每个循环处，开关控制器通过将开关功率转换器返回到待机模式来响应于负载的下降沿。在负载的后续上升沿发生时，传统的开关功率转换器中的开关控制器因此在与待机模式相关联的较低操作频率下进行操作。由于较低操作频率的缘故， 开关控制器不能快速地响应于负载的突然增加。图2A示出了在重复动态负载变化期间，传统的开关功率转换器的波形。重复动态负载变化描述了从低输出负载到高输出负载(并且反之亦然)的高频的输出负载变化，通常高于100Hz。图2A示出了在重复动态负载变化期间，传统的开关功率转换器的输出负载 (Iout)波形201、操作频率(F
SW—FINAL )波形203和输出电压(Vqut)波形205。在图2A中，输出负载波形201示出了在重复动态负载期间多个周期的输出负载。 输出电压波形205示出了在重复动态负载响应期间，输出电压的暂态响应。类似于图1A，开关功率转换器试图将输出电压维持在输出电压设定点(V-out设定点)处，但是其可以在最大可允许输出电压(V-out(MAX))和最小可允许输出电压(V-out(MIN))内进行操作。操作频率波形203示出了在重复动态负载响应期间，传统的开关功率转换器的开关频率。当输出负载较低207时,开关功率转换器在与低输出负载相关联的待机模式操作频率209下进行操作。在低输出负载条件期间，开关功率转换器的输出电压位于输出电压设定点(V-out设定点)处。在从低输出负载207转换213到高输出负载215期间，输出电压下降(下冲)217，这是因为转换器正在阻止转换器快速地响应于负载变化的待机模式操作频率209下进行操作。响应于输出电压下冲217，开关控制器将操作频率增加219到高输出负载操作频率221。当输出负载从高输出负载215转换223到低输出负载207时，输出电压上升(过冲)225。输出电压的上升225由开关控制器进行检测，并且其指示负载变化。响应于输出负载的突然降低，开关控制器通过将操作频率降低227到待机模式操作频率209来立即做出响应。在重复动态负载条件期间(例如,从低输出负载207到高输出负载215的后续转换243)，输出电压Vtot在输出负载Iott的上升沿和下降沿期间将要经历高输出电压瞬时现象，如输出电压波形205中所示。具体地并且如下文参考图2B更为详细说明的，在从低输出负载207到高输出负载215的转换243期间，输出电压Vqut经历电压下冲229，电压下冲 229超过了最小可允许输出电压范围(V-out (MIN))，由此导致控制环路不稳定性问题和/ 或导致连接到开关功率转换器的电子负载的故障或者甚至损害。图2B示出了在重复动态负载变化期间图2A中的波形的部分233的详细示图。类似于图1B，除了开关功率转换器的输出负载波形201、输出电压波形205和操作频率波形 203之外，图2B还示出了驱动器输出波形235。在高输出负载215期间，输出电压Vqut被设为输出电压设定点211，并且开关功率转换器在高负载操作频率211 (Fsw处于高负载稳态) 下进行操作。在转换器在高负载操作频率221下进行操作的时间段237期间，与转换器在待机模式操作频率(无负载稳态下的Fsw) 209下进行操作时相比，驱动器输出控制信号以较高频率输出。在从高输出负载215到低输出负载207转换223之后，输出电压上升(过冲)到上限241，该上限241高于输出电压设定点211，但是低于最大可允许输出电压。在检测到过冲电压241时，降低239操作频率(Fsw nm)，以将输出电压带到稳态输出电压设定点211。 在操作频率的降低239期间，在TO和Tl时间段之间频率下降到稳态低负载操作频率209 以下。操作频率的降低239反映在驱动器输出波形235中。与转换器在时间段237期间在高负载操作频率221下进行操作相比，当操作频率下降239时，输出控制信号在时间段255 期间以较低的频率生成。由于重复负载变化，由于转换器中使用的传统的反馈控制环路的响应特性，从低负载207到高负载215的后续转换243发生在操作频率低于245针对低负载稳态的待机模式操作频率209的时刻TO处。也就是说，转换243发生在空白时间247期间。由于较低的操作频率，空白时间247更长，这是因为仅初级反馈开关功率转换器仅可以逐个开关循环地响应于负载变化。因此，下一个控制环路响应只能在对应于空白时间247的结尾的下一个开关循环249处发生。由于长的空白时间，输出电压Vqut经历深度下冲251，直到在Tl处达到空白时间的结尾249，在Tl处，操作频率增加253到高负载操作频率221，从而导致输出电压达到输出电压设定点211。在重复动态负载条件期间，深度下冲251可以导致连接到开关功率转换器的电子负载的故障并且甚至损害，这是因为开关功率转换器不能响应于电压下冲251，直到驱动器输出的下一个开关循环。
发明内容
本文描述了一种开关功率转换器，其提供开关循环的仅初级控制。为了改善对动态负载情形的响应，当输出负载从高负载转换到低负载条件(即，无负载)时，开关控制器将转换器的操作频率钳制在中间频率。中间频率低于与高负载条件相关联的操作频率，而大于与低负载条件相关联的操作频率。由于与低负载条件相关联的低负载操作频率相比， 转换器在较高频率下进行操作，所以转换器能够更好的响应于通常在重复动态负载情形中可见的从低负载条件回到高负载条件的动态负载变化。一旦定时器终止，如果输出负载仍然处在低负载状态，那么操作频率降低到与低负载条件相关联的频率。因此，不会对转换器的无负载功耗产生危害。然而，如果在定时器终止之前发生从低负载到高负载的后续负载转换，那么操作频率增加到高负载频率。本说明书中所描述的特征和优点并不是穷举性的，并且，具体地，鉴于附图和说明书，对本领域技术人员而言，很多额外的特征和优点将是显而易见的。此外，应当注意，说明书中所使用的语言主要是为了可读性和指导性的目的而选择的，而不是选择用来对创造性的主题进行限定和限制。
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通过结合附图考虑下文的详细描述，可以更容易理解本申请的实施例的教导。图IA示出了在待机模式和充电模式之间进行转换或“一次性”动态负载响应期间，传统开关功率转换器的波形。图IB示出了在一次性动态负载响应期间，传统的开关功率转换器的波形的详细示图。图2A示出了在重复动态负载期间，传统的开关功率转换器的波形。图2B是出了在重复动态负载期间，传统的开关功率转换器的波形的详细示图。图3示出了根据一个实施例的具有改善的动态负载响应的开关功率转换器。图4A示出了根据一个实施例的、当开关功率转换器在待机模式和充电模式之间进行转换或者“一次性”动态负载响应时的波形。图4B示出了根据一个实施例的、在一次性动态负载响应期间开关功率转换器的波形的详细示图。图5A示出了根据一个实施例的、在重复动态负载期间开关功率转换器的波形。图5B示出了根据一个实施例的、在重复动态负载期间开关功率转换器的波形的详细示图。图6示出了根据一个实施例的、开关功率转换器的可变操作频率特性的波形。图7示出了根据一个实施例的、开关功率转换器的替代可变操作频率特性的波形。
具体实施例方式附图和下文的描述仅以说明的方式涉及各种实施例。应当注意，从下文的讨论中， 很容易将本文所公开的结构和方法的替代实施例认为是在不脱离本文所讨论的原理的情况下所采用的可行替代实施方式。现在将详细参考数个实施例，这些实施例的示例示出在附图中。注意到，在可行的情况下，可以在附图中使用类似或相同的附图标记，这些类似或相同的附图标记可以指示类似或相同的功能性。附图仅出于说明的目的而描绘了各种实施例。本领域技术人员很容易从下文的描述中认识到，本文所示出的结构和方法的替代实施例可以在不脱离本文所描述的原理的情况下采用。本文所公开的实施例描述了一种用于在“一次性”动态负载响应以及“重复”动态负载响应期间设置开关功率转换器的操作频率的开关控制器方法。操作频率确定开关控制器可以多快感测输出负载变化以及开关功率转换器可以对变化做出反应的速度。在从高负载条件到低负载条件的输出负载变化期间，开关功率转换器将操作频率钳制或锁定在中间操作频率处。所钳制的频率大于如果操作频率是基于转换器的反馈信号来设置的情况下转换器应该进行操作的频率。较高的操作频率改善了功率转换器的负载响应，而同时维持低功耗，这是因为在一段时间终止之后，操作频率回到与低负载条件相关联的操作频率。图3是示出了根据一个实施例的回扫型开关功率转换器300的电路图。开关功率转换器300包含功率级301和次级输出级303。功率级301包含开关Ql (例如，功率金属-氧化物-半导体场效应晶体管(MOSFET))和功率变压器Tl。功率变压器Tl包含初级绕组Np、次级绕组Ns和辅助绕组Na。次级输出级303包含二极管D1和输出电容器Q。控制器307使用以导通时间(Ton)和截止时间(Tqff)的脉冲形式的输出驱动信号309来控制开关Ql的导通状态和截止状态。换句话说，控制器307生成对开关Ql进行驱动的输出驱动信号309。AC功率从AC电源(未示出)接收，并且被整流以提供未经调整的输入电压VIN。 当开关Ql导通时，输入功率被存储在变压器Tl中，这是因为当开关Ql导通时，二极管D1变成反向偏置。在开关Ql截止时，经整流的输入功率随后被传输到跨电容器C1的电子设备， 这是因为当开关Ql截止时，二极管D1变成正向偏置。二极管D1作为输出整流器，而电容器 C1作为输出滤波器。所产生的经调整的输出信号Vtot被递送给该电子设备。如先前所提到的，控制器307生成适当的开关驱动脉冲309以控制功率开关Ql的导通时间和截止时间，以及调整输出电压VOT。在包含PWM(脉冲宽度调制)和/或PFM(脉冲频率调制)模式在内的多种操作模式中，控制器307使用基于在开关功率转换器的先前开关循环中感测到的输出电压Vsense和感测到的初级侧电流Ip的反馈环路来控制开关Q1。 Isense用于以跨感测电阻Rs上电压的形式来感测流过初级绕组Np和开关Ql的初级电流Ip。输出电压Vot跨变压器Tl的辅助绕组Na反映，该输出电压Vtot经由包括电阻R1 和电阻R2的电阻分压器作为电压Vsense输入给控制器307。基于所感测的输出电压，控制器 307确定开关功率转换器300的操作频率，该操作频率决定输出驱动信号309的导通时间 (Ton)和截止时间(Tqff)的频率。一次性动态负载:转换图4A示出了在一次性动态输出负载转换期间，转换器300的波形。该波形包含在一次性动态输出负载转换期间，功率转换器300的输出负载(Iqut)波形401、开关功率转换器操作频率(Fswnm)波形403和输出电压(Vout)波形405。在一个实施例中，一次性动态负载条件指的是输出负载(Iom)从低负载到高负载条件并且反之亦然的低频变化，其中，频率通常低于IOHz。输出负载波形401示出了通常在电子设备从待机模式到充电模式的转换(并且反之亦然)中出现的动态负载特性。具体地，输出负载波形401描绘了输出负载从低负载状态407循环到高负载状态415，并且反之亦然。输出电压波形405示出了在一次性动态负载响应期间输出电压的暂态响应。开关功率转换器300在稳态输出电压设定点(V-out设定点)处进行操作，该稳态输出电压设定点可以在最大可允许输出电压(V-out(MAX))和最小可允许输出电压(V-out(MIN))内波动。操作频率波形403示出了在一次性负载响应期间， 开关功率转换器300的开关频率。当输出负载较低407时，开关功率转换器300的输出电压位于输出电压设定点 (V-out设定点)409处。输出电压设定点409是转换器300的稳态输出电压。在低负载条件407期间，控制器307将转换器300的操作频率设定在待机模式操作频率411处。如图4A中所示，在从低负载407到高负载415的转换413 ( S卩，输出负载的上升沿)期间，在重新达到稳态设定点409之前，输出电压波形下降417(下冲)到位于输出电压设定点409之下的值。输出电压下冲417指示向高负载条件415的转换413。响应于输出电压下冲417，控制器307将操作频率从待机模式操作频率411增加419到与高负载条件 415相关联的高负载操作频率421。通过将操作频率增加到高负载操作频率421，输出电压被调整回到输出电压设定点409。当输出负载从高负载415转换423到低负载407时，输出电压过冲425。电压过冲 425导致控制器307降低427操作频率，直到达到中间频率429。如图4A中所示，在从高输出负载415到低输出负载407的转换423期间，操作频率被钳制在中间频率429。通过将操作频率设定在中间频率429，与操作频率是基于Vsense的值来计算时相比，控制器307可以较快地响应于输出负载的任何后续变化。在一个实施例中，中间频率429低于高负载操作频率421，而高于在低输出负载条件期间的待机模式操作频率411。中间频率429与功率转换器系统设计参数有关。这些设计参数包含待机模式操作频率411、待机条件下的整体系统功耗、输出电容器Cl、实际操作频率被钳制在中间频率429期间的定时器的长度和最大可允许输出电压过冲等。在一个实施例中，中间频率429被设定为待机模式操作频率411的 3倍-8倍的范围内。在一个实施例中，在从高负载415到低动态负载条件407的转换423期间，当操作频率达到中间频率429时，开关控制器307设定覆盖期(override period) 4310覆盖期 431描述了一个时间段，在这个时间段中，开关控制器307覆盖基于来自响应于反馈信号的误差的反馈控制环路的Vsmse信号值来计算的转换器300的操作频率。应该基于Vsmse值所设定的操作频率示出为虚线433。在覆盖期431期间，不同于基于Vsense来设定开关功率转换器300的操作频率，而是在从高负载415到低负载407 (即，从充电模式到待机模式)的转换423期间的最小操作频率被控制器307钳制在中间频率429处。在覆盖期431期间，如果基于Vsense所计算的操作频率大于中间频率429，那么控制器307将开关转换器300的实际操作频率设定为基于 Vsense值的操作频率，而不是将其钳制在频率429。然而，如果基于Vsense值所计算的操作频率433低于或等于中间频率429，那么在覆盖期431的持续时间期间，控制器307将开关转换器300的实际操作频率钳制在中间频率429。一旦覆盖期431终止，则开关控制器307再次基于反馈信号Vsense来设定操作频率 433。举例而言，一旦覆盖期431终止，那么控制器307将操作频率降低435为待机模式操作频率411。转到图4B，图4B示出了在从高负载415到低输出负载407的转换423期间，图4A 中的转换器300的波形的部分437的详细示图，其中，输出负载维持低负载稳态条件407。 除了输出负载波形401、转换器300的实际操作频率(Fsw Fim)403和输出电压波形405之外，图4B还示出了基于Vsense所计算的操作频率(Fsw TEMP)波形433、表示控制器307的输出驱动信号309的驱动器输出波形439和定时器波形453，如下文进一步的描述。输出负载波形401示出了从高负载415到低负载条件407的转换423。转换423 使得输出电压从输出电压设定点409上升443到检测点445，如输出电压波形405中所示。 基于Vsmse的操作频率波形433 (即，Fsw temp)表示通常将从传统的基于反馈的控制环路生成的转换器300的开关频率。在输出电压405的检测点445处，控制器307基于Vsense将操作频率433从与高负载条件415相关联的高负载频率421降低447到与低负载稳态407相关联的低负载频率411。如波形433中所示，在稳定于待机模式操作频率411之前，基于Vsense 的操作频率下冲待机模式操作频率411，并且达到最小频率449。然而，操作频率波形403示出了由控制器307设定的用于根据本文的实施例来驱动开关Ql的实际操作频率(Fsw Fim)。一旦输出电压上升443到检测点445，控制器307使得实际操作频率追踪基于Vsense所计算的操作频率433，直到实际操作频率降低到中间频率 429。如图4B所示，类似于基于Vsense所计算的操作频率433，在高负载条件415期间， 实际操作频率403被设定为高负载频率421。与转换器300在待机模式操作频率(无负载稳态下的Fsw) 411和中间频率429下进行操作时相比而言，在转换器300在高负载操作频率 421下进行操作时的时间段451期间，输出控制信号309以较高的频率输出。在输出电压的检测点445处，控制器307使得实际操作频率Fsw Fim初始追踪基于 Vsense所计算的操作频率。一旦在时刻TO处达到了中间频率429，则控制器307发起由定时器波形453所表示的定时器。定时器波形453描述了在其期间实际操作频率被钳制在中间频率429的时间段(从TO到Tl)。定时器的长度与功率转换器系统设计参数有关。设计参数包含重复动态负载变化的频率、待机模式操作频率411、待机条件下的整体系统功耗、 输出电容器Cl、实际频率被钳制在此处的中间频率和最大可允许输出电压过冲等。在一个实施例中，定时器的长度大于重复负载变化的周期，并且可以在重复负载变化的周期的2 倍-5倍的范围内。举例而言，如果重复动态负载变化速率近似是IOOHz (即，周期为IOms)， 那么定时器的长度可以在从20ms到50ms的范围内。注意到，定时器的长度还可以包含足够的裕度以考虑重复动态负载变化速率的变化。在从TO到Tl的时间段期间，注意到，输出控制信号的频率大于关于图2B所描述的时间段255期间的输出控制信号的频率。由于更为频繁的开关循环，转换器300可以更好的响应任何后续的负载变化。一旦定时器在时刻Tl处终止，控制器307禁用频率钳制。控制器307将实际操作频率(Fsw—FIm)降低455到基于Vsense所计算的操作频率。如图4B所示，在定时器453在时刻Tl处终止后，实际操作频率从中间频率429降低455，并且稳定到与低负载稳态条件407 相关联的待机模式操作频率411。注意到，在时刻Tl之后，输出控制信号453的频率低于输出控制信号在时刻TO到Tl之间的频率，这是因为控制器307已经将操作频率设定为较低的待机模式操作频率411。由于在稳态低负载条件407下的实际操作频率没有增加，因此无负载功耗没有受到影响。重复动态负载条件图5A示出了在操作模式期间经历的重复动态输出负载转换期间转换器300的波形。该波形包含在重复动态输出负载条件期间功率转换器300的输出负载(Iqut)波形501、 开关功率转换器操作频率(Fsw nm)波形503和输出电压(Vtot)波形505。在一个实施例中， 重复动态负载条件描述了从低输出负载到高输出负载(并且反之亦然)的高频变化(典型地，高于IOOHz)。输出负载波形501示出了在电子设备的操作模式期间的重复动态负载特性。具体地，输出负载波形501示出了在从低负载到高负载(并且反之亦然)的重复动态负载期间多个周期的输出负载。输出电压波形505不出了在重复动态负载响应期间输出电压的暂态响应。类似于图4A，开关功率转换器300被配置成在最大可允许输出电压(V-out(MAX))和最小可允许输出电压(V-out(MIN))内进行操作。操作频率波形503示出了在重复动态负载响应期间开关功率转换器300的开关频率。当输出负载为低507时，开关功率转换器300的输出电压位于输出电压设定点(V-out设定点)509处。在低负载条件507期间，控制器307将转换器300的操作频率设定在待机模式操作频率511处。如图5A中所示，在从低输出负载507到高输出负载515的转换513期间，输出电压波形505下降517到在输出电压设定点509以下但是大于最小输出电压的值。输出电压下冲517指示了输出负载的上升513。响应于输出电压下冲517，控制器307将操作频率从待机模式操作频率511增加519到与高负载条件515相关联的高负载操作频率521。注意到，由于重复动态负载，电压输出505从不达到稳态输出电压设定点509。在从高输出负载515到低输出负载条件507的转换523期间，输出电压波形过冲 525电压输出设定点509。输出电压过冲525并未超过转换器300的最大可允许输出电压。 为了将输出电压从过冲525降低回到输出电压设定点509，控制器307降低529操作频率， 直到达到了中间频率531。如图5A中所示，在低输出负载条件期间，操作频率被钳制在低于高负载操作频率521，而大于待机模式操作频率511的中间频率531。中间频率531与功率转换器系统设计参数有关。这些参数包含待机模式操作频率511、待机条件下的整体系统功耗、输出电容器Cl、在其期间实际操作频率被钳制在中间频率531的定时器的长度和最大可允许输出电压过冲等。在一个实施例中，中间频率531被设定为待机模式操作频率 411的3倍-8倍的范围内。通过将操作频率设定在中间频率531，与操作频率是基于Vsense 的值来设定时相比(如上文关于图2所描述的)，控制器307可以较快响应从低负载条件 507到高负载条件515的负载的后续变化527。类似于一次性动态负载变化，在操作模式期间，当检测到从高负载515到低负载条件507的转换523时，开关控制器307设定覆盖期533。具体地，控制器307响应于操作频率降低529达到中间频率531而设定覆盖期533。在一个实施例中，覆盖期533描述了一个时间段，在这个时间段中，开关控制器307覆盖基于来自反馈控制环路的Vsmse信号的值来计算的转换器300的操作频率。基于Vsmse的值而计算的操作频率示出为虚线535。在覆盖期533期间，不是设定基于Vsmse来计算的开关功率转换器300的操作频率535，而是控制器307将操作频率设定为中间频率531。在覆盖期533期间，如果基于Vsense的值来计算的操作频率535高于中间频率531， 那么将开关转换器300的实际操作频率设为基于Vsmse的值的操作频率535。然而，如果基于Vsmse的值来计算的操作频率535小于或等于中间频率531，那么开关转换器300的实际操作频率被钳制在中间频率531。一旦覆盖期533终止，开关控制器307基于反馈信号Vsense 来设定操作频率535。然而，如果功率转换器300在覆盖期533终止之前经历从低负载507到高负载条件515的转换527，那么开关控制器307增加537操作频率以响应于增加的负载条件。由于功率转换器300在作为高于基于Vsmse的待机模式频率511的频率的中间频率531进行操作，开关功率转换器500能够更快速响应于从低负载507到高动态负载条件515的转换 527。与图2A中所示出的输出电压下冲229相比而言，转换器300的改善的响应导致较低的输出电压下冲539。转到图5B，图5B示出了在重复动态负载条件期间，图5A中的转换器300的波形的一部分541的详细示图。除了输出负载波形501、转换器300的实际操作频率(FSW Fim)503 和输出电压波形505之外，图5B还示出了基于Vsense计算的操作频率(Fsw TEMP)波形535、表示控制器307的输出驱动信号309的驱动器输出波形543以及定时器波形545，如下文将要进一步描述的。输出负载波形501示出了从高负载515到低负载条件507的转换547，这导致输出电压从输出电压设定点509上升549到检测点551，如在输出电压波形505中所示的。基于所计算的操作频率波形535 (即，Fsw TEMP)表示从传统的基于反馈的控制环路生成的转换器300的开关频率。随着输出电压过冲549到输出电压检测点551，控制器307将基于 Vsense计算的操作频率从高负载频率521降低553到与低负载条件507相关联的待机模式频率511。由于控制器307不能够对重复动态负载变化和一次性动态负载变化加以区分，所以对于控制器307而言，从高负载515到低负载507的转换547看似是一次性负载变化。因此，控制器307将操作频率535设定为与低负载条件507相关联的待机模式操作频率511。 如波形535中所示，在高负载到低负载的转换547期间，基于Vsense的操作频率下冲555待机模式操作频率511。由于基于Vsense计算的操作频率535低于待机模式频率511，所以如果实际操作频率503是基于Vsense的，那么转换器300将不能够快速响应于到高负载条件515 的后续转换561。然而，操作频率波形503示出了由控制器307设定的用于根据本文的实施例来驱动开关Ql的实际操作频率(Fsw Fim)。一旦输出电压上升到输出电压检测点551，则控制器 307使得实际操作频率初始跟踪557基于Vsmse计算的操作频率535。类似于基于Vsense计算的操作频率，在高负载条件515期间，实际操作频率503被设定为高负载频率521。在当转换器300在高负载操作频率521下进行操作时的时间段561期间，输出控制信号309以对应于高负载操作频率521的频率输出。一旦输出电压过冲到检测点551，实际操作频率初始跟踪557基于Vsense计算的操作频率。控制器307降低557实际操作频率Fsw pim，直到达到了中间频率531。一旦在时刻TO处达到了中间频率531，控制器307发起由定时器波形545所表示的定时器，该定时器在时刻T3处终止。控制器307还将实际操作频率钳制在中间频率531。定时器波形545描述了其间在低负载条件507期间实际操作频率可以被钳制在中间频率531处的时间段(T0 到T3)。定时器的长度与功率转换器系统设计参数有关。设计参数包含重复动态负载变化的频率、待机模式操作频率511、待机模式下的整体系统功耗、输出电容器Cl、实际频率钳制于此处的中间频率和最大可允许输出电压过冲等。在一个实施例中，定时器的长度大于重复负载变化的周期，并且可以在重复负载变化的周期的2倍-5倍的范围内。举例而言， 如果重复动态负载变化速率大概是IOOHz(即，周期为10ms)，那么定时器的长度可以在从 20ms到50ms的范围内。注意到，定时器的长度还可以包含足够的裕度以涵盖重复动态负载变化速率的变化。在从TO到T2的时间段期间，注意到，输出控制信号309的频率大于在关于图2B所描述的时间段255期间输出控制信号309的频率，但是小于当转换器300在高负载操作频率521下进行操作的时间段561期间的输出控制信号的频率。在时刻Tl处，(在定时器在T3处终止之前)由于输出负载的重复性,输出负载从低负载507转换561回到高输出负载条件515。在转换561期间，输出电压下冲563输出电压设定点509。然而，在转换561期间，操作频率仍旧被钳制在中间频率531处，中间频率531大于本应当基于Vsmse来设定的所计算的操作频率。转换器300的较高的操作频率允许较短的开关周期或空白时间563。与如果开关频率被设定为基于Vsmse的较低频率相比12/13 页
而言，由于空白时间563比图2B中所示出的空白时间247短得多，所以在TO到T3之间的时间段期间，转换器300可以通过更快速的方式来响应于负载变化。举例而言，由于较高的开关频率，在定时器在T3处终止之前在时刻T2处的下一个开关循环处，在与如果操作频率是根据Vsense来计算的情况下控制器307检测下冲563所花费的时间相比而言，控制器307在检测点565处更快速地检测到下冲563。控制器307随后将操作频率增加567到高负载操作频率521，以使得输出电压可以快速达到稳态输出电压设定点509。因此，虽然定时器还没有在T3处终止，但是控制器307仍旧增加操作频率， 以考虑到高负载条件515的输出负载的变化。在与图2B中的输出电压的深度下冲251相比，由于最大输出电压下冲565降低了，所以重复动态负载响应性能得以改善，同时仍旧实现了在一次性动态负载条件期间超低无负载功耗。在控制器307在时刻T2处检测到低负载到高负载转换561之后，即使定时器不被设定成直到时刻T3才终止，控制器307仍重新设定定时器，以为下一轮重复动态负载响应做准备。覆盖频率阈倌.图6和图7示出了可变覆盖频率阈值和定时器的各种实施例。下文的定时器和可变阈值可以应用于如上文所描述的一次性动态负载条件或重复动态负载条件。注意到，在其他实施例中，可以采用其他时间和阈值配置。输出波形601示出了高到低动态负载条件，而操作频率波形603示出了在负载转换期间转换器300的操作频率。在高输出负载条件607期间，控制器307将操作频率设定为高负载操作频率609。当检测到从高负载607到低动态负载条件613的转换611时，发起一个或多个频率覆盖定时器615和617。每个定时器的持续时间可以由控制器307来适应性的设定，或者可以预先设定。在一个实施例中，定时器的发起相对于负载中的转换611的检测来设定。备选地，如图6中所示，定时器的发起相对于彼此而设定。每个覆盖定时器分别与一个中间频率相关联。具体地，定时器615与中间频率619相关联，而定时器617与中间频率621相关联。一旦检测到从高负载607到低负载613的转换611，就发起定时器615，这导致控制器307将操作频率从高负载操作频率609减小623到中间阈值频率619。如图6中所示， 操作频率以步进增量的方式减小623到中间频率619。在一个实施例中，步进增量在高负载操作频率609的20%到40%的范围内。一旦定时器615终止，就发起定时器617，这导致控制器307进一步以另一步进增量的方式将操作频率从中间频率619减小625到中间频率 621。一旦定时器619终止，则控制器307再次将操作频率从此中间频率621减小627到待机模式操作频率629。图7示出了备选的覆盖频率阈值和覆盖期。类似于图6，输出波形701示出了高到低动态负载条件，而操作频率波形703示出了在负载转换期间转换器300的操作频率。在高输出负载条件707期间，控制器307将操作频率设定为高负载操作频率709。当检测到从高负载707到低动态负载条件713的转换711时，发起一个或多个频率覆盖定时器715和 717。每个定时器的持续时间可以由控制器307来适应性的设定，或者可以预先设定。在一个实施例中，定时器的发起相对于负载中的转换711的检测来设定。备选地，如图7中所示， 定时器的发起相对于彼此而设定。每个覆盖定时器分别与一个中间频率相关联。具体地， 定时器715与中间频率719相关联，而定时器717与中间频率721相关联。
一旦检测到从高负载707到低负载713的转换711，就发起定时器715，这使得控制器307将操作频率从高负载操作频率709减小到中间频率719。如图7所示，操作频率是以线性比例减小723，直到达到了中间频率719。注意到，在备选的实施例中，操作频率是以非线性比率来减小。一旦定时器715终止，则发起定时器717，这导致控制器307以线性比率来将操作频率从中间频率719减小725到中间频率721。为了减小操作频率，在每一步骤(即，开关循环)，开关频率相对于先前开关循环以高负载操作频率709的10%到20%的步长降低。备选地，当前开关循环的开关频率降低到先前开关循环中所使用的开关频率的 35%到50%。一旦定时器717终止，则控制器307将操作频率从中间频率721降低727到待机模式操作频率729。在阅读了本申请之后，本领域技术人员将会理解还有存在用于检测开关功率转换器中的无负载条件和使开关功率转换器在无负载条件下进行操作的另外替代设计。因此， 尽管已经示出并且描述了特定的实施例和应用，但是应当理解，本文所讨论的实施例不限于本文所公开的精确结构和部件，并且在不脱离本申请的精神实质和范围的前提下，可以对本文所公开的方法和装置的安排、操作和细节做出对本领域技术人员来说显而易见的各种修改、改变和变化。
权利要求
1.一种开关功率转换器，包括变压器，其包含初级绕组和次级绕组，其中，所述初级绕组耦合到输入电压，并且所述次级绕组耦合到所述开关功率转换器的输出端；开关，其耦合到所述变压器的所述初级绕组，在所述开关导通时生成通过所述初级绕组的电流，而在所述开关截止时不生成通过所述初级绕组的电流；以及控制器，其被配置成生成控制信号以使所述开关导通或截止，所述开关响应于所述控制信号在第一状态中而导通，并且所述开关响应于所述控制信号在第二状态中而截止；其中，在从第一输出负载条件到第二输出负载条件的转换期间，所述控制器进一步被配置成以中间频率来生成所述控制信号，所述中间频率低于对应于所述第一输出负载条件的第一频率但是高于对应于所述第二输出负载条件的第二频率。
2.根据权利要求I所述的开关功率转换器，其中，所述第二输出负载条件是无负载条件。
3.根据权利要求I所述的开关功率转换器，其中，所述控制器进一步被配置成基于根据指示所述开关功率转换器的输出电压的反馈信号计算的频率，将所述控制信号的频率从所述第一频率逐渐降低到所述中间频率。
4.根据权利要求I所述的开关功率转换器，其中，所述控制器进一步被配置成持续一段时间以所述中间频率来生成所述控制信号。
5.根据权利要求4所述的开关功率转换器，其中，所述控制器进一步被配置成在所述一段时间终止之前，在从所述第二输出负载条件到所述第一输出负载条件的转换期间，以所述第一频率来生成所述控制信号。
6.根据权利要求4所述的开关功率转换器，其中，所述控制器进一步被配置成响应于所述一段时间的终止，将所述控制信号的频率从所述中间频率逐渐降低到所述第二频率。
7.根据权利要求4所述的开关功率转换器，其中，在从所述第一输出负载条件到所述第二输出负载条件的所述转换期间，所述控制器进一步被配置成在所述一段时间终止之后，以另一中间频率来生成所述控制信号，所述另一中间频率低于所述中间频率但是高于对应于所述第二输出负载条件的所述第二频率。
8.根据权利要求7所述的开关功率转换器，其中，所述控制器进一步被配置成线性地或非线性地将所述控制信号的频率从所述第一频率降低到所述中间频率，并且从所述中间频率降低到所述另一中间频率。
9.根据权利要求7所述的开关功率转换器，其中，所述控制器进一步被配置成在第一步骤中，将所述控制信号的频率从所述第一频率降低到所述中间频率，而在第二步骤中，将所述控制信号的频率从所述中间频率降低到所述另一中间频率。
10.一种在控制器中用于控制开关功率转换器的方法，所述开关功率转换器包含变压器和开关，所述变压器具有初级绕组和次级绕组，其中，所述初级绕组耦合到输入电压，而所述次级绕组耦合到所述开关功率转换器的输出端，并且所述开关耦合到所述变压器的所述初级绕组，在所述开关导通时生成通过所述初级绕组的电流，而在所述开关截止时不生成通过所述初级绕组的电流，所述方法包括生成控制信号以使所述开关导通或截止，所述开关响应于所述控制信号在第一状态中而导通，并且所述开关响应于所述控制信号在第二状态中而截止；以及在从第一输出负载条件到第二输出负载条件的转换期间，以中间频率来生成所述控制信号，所述中间频率低于对应于所述第一输出负载条件的第一频率但是高于对应于所述第二输出负载条件的第二频率。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述第二输出负载条件是无负载条件。
12.根据权利要求10所述的方法，进一步包括基于根据指示所述开关功率转换器的输出电压的反馈信号计算的频率，将所述控制信号的频率从所述第一频率逐渐降低到所述中间频率。
13.根据权利要求I所述的方法，进一步包括持续一段时间以所述中间频率来生成所述控制信号。
14.根据权利要求13所述的方法，进一步包括在所述一段时间终止之前，在从所述第二输出负载条件到所述第一输出负载条件的转换期间，以所述第一频率来生成所述控制信号。
15.根据权利要求13所述的方法，进一步包括响应于所述一段时间的终止，将所述控制信号的频率从所述中间频率逐渐降低到所述第二频率。
16.根据权利要求13所述的方法，进一步包括在所述一段时间终止之后，以另一中间频率来生成所述控制信号，所述另一中间频率低于所述中间频率但是高于对应于所述第二输出负载条件的所述第二频率，所述控制信号的生成在从所述第一输出负载条件到所述第二输出负载条件的所述转换期间。
17.根据权利要求16所述的方法，进一步包括线性地将所述控制信号的频率从所述第一频率降低到所述中间频率，并且从所述中间频率降低到所述另一中间频率。
18.根据权利要求16所述的方法，进一步包括在第一步骤中，将所述控制信号的频率从所述第一频率降低到所述中间频率，而在第二步骤中，将所述控制信号的频率从所述中间频率降低到所述另一中间频率。
全文摘要
本文涉及有超低无负载功耗的最优动态负载响应的开关功率转换器。其公开了一种开关控制器，该开关控制器适应性地控制开关功率转换器的操作频率，以改善一次性负载响应和重复动态负载响应。在从高负载到低负载条件的转换期间，在允许操作频率回到与低负载条件相关联的频率之前，开关控制器将开关功率转换器的操作频率钳制在中间频率持续一段时间。所钳制的频率高于与低负载条件相关联的频率，由此允许改善对到高负载条件的后续负载变化的响应。因此，该系统改善了动态负载响应，而不对无负载功耗产生影响。
文档编号H02M3/335GK102594149SQ20121000531
公开日2012年7月18日 申请日期2012年1月6日 优先权日2011年1月7日
发明者D·恩古延, 史富强, 李勇, 高小林 申请人:艾沃特有限公司