专利名称：Dc/dc转换器的延迟补偿系统和方法
技术领域：
本发明涉及供电的控制系统，尤其是涉及直流到直流的降压转换器的系统和方法。
背景技术：
此文所提供的背景技术说明以对本公开的内容作一般性说明为目的。发明人的某些工作(即已在此背景技术部分中做出描述的工作)以及说明书中关于某些尚未成为申请日之前的现有技术的内容，无论是以明确或隐含的方式均不被视为相对于本发明的现有技 术。电源输出预设的电压，用于为ー个或者多个元件提供电能。比如，所述预设的电压可能会为ー个集成电路的一个或者多个组件提供电能。在然而，在一些情况中低于所述预设电压的另ー电压也许已经足够。所述较低的电压可通过使用一个分压电路所实现。然而，所述分压电路是低效而且不精确的。降压转换器可被应用于提供较低的电压。在一系列给定的条件下，降压转换器通常可以比分压电路更有效率及更为精确。一个降压转换器可包括ー个电感器、ー个电容和两个开关。所述降压转换器在将电感连接到预设电压上的充电状态和将电感上的电荷泄放给负载的放电状态之间交替变化。
发明内容
ー种DC/DC转换器的控制系统包括预测状态发生器模块、电压估值模块、误差模块和脉宽调制(PWM)模块。在ー个在先采样周期内，所述预测状态生成器模块生成当前采样周期的预测电容电压以及预测电容电流。在当前采样周期内，基于所述预测电容电压、预测电容电流以及所述在先采样周期的占空比值，所述电压估值模块生成所述DC/DC转换器的输出电压的估计值。基于所述输出电压的测量值和估计值之间的差异，所述误差模块生成ー个电压误差值。基于所述电压误差值，所述PWM模块控制所述DC/DC转换器的占空比。ー种DC/DC转换器的控制方法，包括在在先采样周期内，生成当前采样周期的预测电容电压以及预测电容电流；在当前采样周期内基于所述预测电容电压、预测电容电流以及在先采样周期的占空比值，生成所述DC/DC转换器的输出电压的估计值；基于所述输出电压的测量值和估计值之间的差异生成电压误差值；基于所述电压误差值控制所述DC/DC的占空比。通过在下文中提供的具体描述，本发明适用性的另外ー些方面会变得显而易见。应该明白下述细节描述和具体实施例仅用于说明的目的，其并不限制本发明的保护范围。
在下文中，通过对非限制性的具体实施例的描述并结合附图，本发明的特征和优势会得到进ー步详细的说明，其中
图I为根据本发明的ー个DC/DC降压转化器系统例子的原理框图；图2为根据本发明的一个转化器控制模块例子的原理框图；图3为根据本发明的一个估计DC/DC降压转化器的输出的方法例子的流程图；图4是ー个降压转换器在负荷变动后的一个示例性的电压输出时间图；图5是比较开环传递函数的波特图；以及图6A-6B是ー个降压转换器在负载变动前和后的ー个不例性的电压输出时间图。
具体实施例方式以下的描述在其本质上仅仅是说明性的，并没有任何限制本发明的应用或使用的 倾向。出于清楚表述的目的，在附图中同样的附图标记会指向类似的元件。如在此使用的，短语“A、B和C中的至少ー个”应该被理解为逻辑(A或B或C)，于中使用ー个非独占的逻辑“或”。应该明白方法中的步骤可以不同的顺序执行，而无需改变本发明的原理。如在此所使用的，术语“模块”可以是以下实体的一部分或可将以下实体包括在内特定用途集成电路(ASIC);电子电路；组合逻辑电路；现场可编程门阵列(FPGA);可运行代码的处理器(共享的、专用的或者群组)；提供所述功能的其它合适的组件；或者以上所述组件中的一些或者全部的组合，比如片上系统。术语“模块”还可包括存储供所述处理器执行的代码的记忆体(共享的、专用的或者群组)。术语“代码”，如上所使用的，包括软件、固件、和/或微代码，并且可指程序、路径、函数、类别、和/或对象。术语“共享的”，如上所使用的，意味着一些或者所有的来自多个模块的代码可被单个(共享的)处理器所执行。另外，一些或者所有的来自多个模块的代码可以被存储在单个(共享的)记忆体中。术语“群组”，如上所使用的，意味着一些或者所有的来自单个模块的代码可被一个群组的处理器所执行。另外，一些或者所有的来自单个模块的代码可存储在ー个群组的记忆体中。于此所描述的装置和方法可以通过一个或者多个被ー个或者多个处理器所执行的计算机程序所实现。所述计算机程序包括在处理器上执行的指令，所述指令可以存储在ー个非暂时性有形的计算机可读介质中。所述计算机程序包括存储的数据。所述非暂时性有形的计算机可读介质的非限制性示例包括非易失性记忆体、磁存储器和光存储器。DC/DC降压转换器接收ー个输入电压并生成一个低于输入电压的输出电压。所述转换器控制模块基于一个采样周期内的输出电压的测量值和在所述采样周期内所述输出电压的估计值之间的差异控制一个或者多个所述降压转换器的开关。所述转换器控制模块基于ー个所述采样周期的预测电容电压和ー个所述采样周期的预测电容电流生成所述采样周期的估计值。延迟的数量通常与给定的降压转换器相关。举例来说，第一延迟可归咎于测量输出电压和生成其測量值之间的耗时，第二延迟可归咎于决定如何控制所述开关的过程，第三延迟可归咎于ー个开关从开到关，反之亦然，的过度时间，。本发明的一个转换器控制模块基于ー个延迟參数生成ー个给定采样时间(η)上的输出电压的估计值。所述延迟參数基于第二和第三延迟设置。基于所述延迟參数生成所述估计值减少了在负载改变时和输出电压返回需要的或者指令的电压时之间的时间。现在參考图1，其显示了ー个DC/DC降压转换器系统100的示例性实施例。ー个DC电源104供给DC/DC降压转换器108直流电。输入到DC/DC降压转换器108的电压被称为输入电压(Vin) 112。所述降压转换器108包括ー个开关模块116,—个第一电容(R1) 120、一个电感(L) 124、ー个第二电容(Rc) 128以及ー个电容(C) 132。所述降压转换器108输出直流电至负载136。所述降压转换器108的电压输出可作为ー个反馈电压(Vfb) 140而被提供。通过负载136的电流被称为负载电流(Ium) 144。在不同的实施例中，DC/DC转换器(未显示)可能包含一个或者多个降压转换器，比如降压转换器108并联连接以共同为负载136输出直流电。 开关模块116包括ー个第一开关148和ー个第二开关152。举例来说，所述第一和第二开关148和152可以是场效应晶体管(FETs)，如图I所示。在不同的实施例中，比如如图I所示的实施例，所述第一和第二开关148和152可以是P型增强型FETs。所述第一和/或第二开关148和152也可以是其它合适类型的开关。在图I所示的例子中，所述第一开关148的源极与输入电压112相连接，并且其漏极与第二开关152的源极相连接。所述第二开关152的漏极接地。所述第一电阻120的第一端与电感124的第一端相连接,其第二端与第一开关148的漏极和第二开关152的源极之间的节点156相连接。所述节点156上的电压被称为开关电压(Vsw)。所述电感124的第二端与所述第二电阻128的第一端相连接，所述电阻128的第二端与电容132的正极相连接。所述电容132的负极接地。所述反馈电压140可在电感124和第二电阻128之间的ー个节点上测得。所述开关模块116控制电感124和输入电压112之间的连接和断开。第一和第二开关148和152的栅极与转换器控制模块180相连接。在不同的实施例中，比如在负载电流低于预设电流(比如，5安培)的实施例中，所述转换器控制模块180和降压转换器108可以在ー个芯片上实施。在另外ー些实施例中，比如在负载电流大于预设电流的实施例中，降压转换器108可独立于所述转换器控制模块180实施。所述转换器控制模块180控制所述第一和第二开关148和152的运行。所述转换器控制模块180使用脉宽调制(PWM)控制所述第一和第二开关148和152。更加具体地，所述转换器控制模块180生成分别施加在所述第一和第二开关148和152的栅极上的第一和第二 PWM 信号 184 和 188 (SI 和 S2)。所述转换器控制模块180改变所述第一和第二 PWM信号184和188的占空比以控制所述降压转换器108的输出。信号的占空比可被称为在ー个事先确定的时间段内(比如ー个控制环)信号处于活动状态的百分率。所述转换器控制模块180可以生成大体上互补的第一和第二 PWM信号184和188。换句话说，被施加在第一开关148的栅极上的第一PWM信号184通常与施加在第二开关152上第二 PWM信号188在极性上相反。当第一和第二开关148和152中的一个开关在另ー个开关关闭前打开时，可能会导致短路现象的出现。为了避免这种短路状况的出现，在第一和第二开关148和152中的打开前，所述开关均在ー个空载期间内闭合。这样，这两个信号大体上互补意味着所述两个信号在开关期间的大多数时间内在极性上相反。然而，在过度期间，第一和第二 PWM信号184和188可在短时间内处于相同的状态。当第一开关148打开，而第二开关152关闭吋，电感124与输入电压112相连接，从而对电感124和电容132进行充电。当第一开关148关闭而第二开关152打开时，电感124从输入电压112上断开，电感124和电容132进行放电。转换器控制模块180控制第一和第二 PWM信号184和188以将反馈电压140保持在一个预设的(比如，指令的或者是需要的)电压附近。所述预设的电压低于输入电压112。—般说来,对于姆ー在输入信号的基础上生成输出信号的电路，在输入发生变化的时刻和输出反映出所述变化的时刻之间ー个延迟期是存在的。对于降压转换器100，举例来说，在转换器控制模块180改变占空比的时刻和降压转换器180的输出反映所述占空比的变化的时刻之间存在着ー个延迟。举例来说，在降压转换器系统100中，延迟期可能包括与測量反馈电压140以及基于反馈电压140生成一个离散值相关的第一延迟期；与决定并输出占空比相关的第二延迟期；以及与将ー个开关从开切换成关或反之相关的第三延迟期。第一延迟期被称为模拟数字转换(ADC)延迟，第二延迟期被称为计算延迟，第三延迟 期被称为开关延迟。转换器控制模块180在每ー均被预设时间段隔开的采样时间上对反馈电压140进行采样。换句话说，转换器控制模块180在预设的间隔上对反馈电压140进行采样。转换器控制模块180还在所述采样时间上分別生成反馈电压140的概数。转换器控制模块180基于反馈电压140以及所述反馈电压140在给定采样时间(η)上的估计值控制闭合回路中的占空比。负载电流144的改变(即增加或者减少)可能会导致反馈电流140的改变。转换器控制模块180可能会改变其占空比以应对反馈电压140的改变。然而，计算和开关延迟可能会阻止转换器控制模块180对反馈电压140的改变做出及时的反应。本发明的转换器控制模块180基于所述计算和开关延迟生成反馈电压140的估计值。基于所述计算和开关延迟估算反馈电压140提高了转换器控制模块180对负载电流144和反馈电压140的改变在无需增加硬件(比如，电容)和/或实质上増加生成所述概数的计算强度的情况下做出反应的能力。參考图2，其显示了转换器控制模块180的一个示例性实施例的原理框图。转换器控制模块180可包含一个模拟到数字转换器(ADC) 302，ー个误差模块308，一个反馈电压估值模块312，延迟模块316和320，以及ー个预测状态生成器模块324。转换器控制模块180可能还包括一个估值增益应用模块328，ー个当前状态生成器模块332，一个占空比设置模块336，以及ー个数字PWM(DPWM)模块340。ADC 304对反馈电压140在预设的采样率(即在预设的间隔上)上进行采样。对于ー个给定的米样时间(n), ADC304基于反馈电压140生成一个反馈电压值VFB。基于降压转换器108，以下线性(连续)方程得以导出L呼=vsw(t)-RLi(t)-vFB(t);C^ = i(t)-iLOAD(t);以及vFB (t) = V (t) +Rc (i (t) -iL0AD (t))，其中L为电感124的电感量，Vsw为在给定的时间(t)上节点156上的开关电压，も为第一电阻120的电阻值，C为电容132的电容值，i(t)为在给定的时间(t)上流经电感124的电流，VFB(t)为在给定时间⑴上的反馈电压140，v(t)为在给定时间⑴上的电容电压，i_(t)为在给定时间⑴上的负载电流144，Rc为第二电阻128的电阻值。
所述线性方程可被改写为一个矩阵的形式
_1 Γ -1"-I -(RcC+RL) G]+ I I [uD(t)] = AcXW
_ L L J Ll L _vFB (t) = [I Rc] χ (t) = CcX (t),其中，AC、BC和Cc为连续矩阵，u (t)对应第一 PWM信号184在给定时间⑴上的占空比。举例来说，
O -[_ Ac = -1 -Rt ;
_し し_
'1'Bc = 1 ;以及
丄_Cc = [I Re],其中Rc为带内容132的等效串联电阻(ESR)，Rt等于Rfet和Rc的和。Rfet为第一和第二开关148和152的总RDS(on)。所述矩阵形式的方程式能够以给定时间(t)的连续状态空间的形式被重写为^p = Ac.x(t) + Bc.u(t);以及vFB = Cc. χ ⑴。所述连续状态空间方程能够在离散域内对于给定的采样时间(η)被重写为Xp (n+1) = Ad. Xc (n) +Bd. u (η);以及vFB (n) = Cd. Xc (η),其中Xc(n)为ー个2x1的矩阵，其元素代表电容电压和电容电流在给定采样时间(η)上的当前值，ΧΡ(η+1)也为ー个2x1的矩阵，其元素代表所述电容电压和电容电流在下ー采样时间(η+1)上的预测值，u (η)对应于第一 PWM信号184在第一采样时间(η)上的占空比。Ad、Bd和Cd为分别对应于连续矩阵Αε、Β。和C。的离散矩阵。举例来说，Ad、Bd和Cd可被表不为
「 1 wntsAd =;
-wnts 1
wnts2Bd= 2 ;以及
wntsCd = [I Re],其中Rc为电容132的等效串联电阻(ESR)，并且
wnts = —pi=·。L
yc
Ts为转换器控制模块180的采样时间，L为电感124的电感量，C为电容132的电容量。基于给定采样时间(η)上的反馈电压值和在所述给定采样时间(η)上的反馈电压的估计值(Vest)，误差模块308生成在所述给定采样时间(η)上的电压误差值(VE_K)。举例来说，误差模块308将电压误差值设为等于反馈电压值减去估计值的差值。电压误差值用于控制第一和第二 PWM信号184和188在闭环运行时的占空比。在降压转换器108在给定采样时间上的输出的预测状态(Xp(η))，在给定采样时间之前的最后ー个采样时间的占空比(u(n-l))，以及延迟參数(Kdw)的基础上，反馈电压估值模块312生成所述给定采样时间(η)上的估计值。在给定采样时间(η)之前的最后ー个采样时间可表示为n-Ι。举例来说，反馈电压估值模块312使用以下方程式生成给定采样时间(η)的估计值Vest (n) = Cd. Xp (n) +KDLY. u (n_l),其中VEST (η)为给定采样时间(η)上的估计值，Cd为离散域的1x2矩阵，Xp (η)为代表了降压转换器108的输出在给定采样时间(η)上的预测状态的2x1矩阵，KD 为延迟參数，u(n-l)为上ー采样时间(n-Ι)的占空比。2x1矩阵的元素代表了降压转换器108的输出在给定采样时间(η)上的预测状态，包括了ー个对应电容电压的元素以及ー个对应电容电流的元素。所述延迟參数可以是ー个在计算延迟和开关延迟的基础上设置的预设值。在不同的实施例中，比如自适应系统，所述延迟參数可能是不同的。在不同的实施例中，反馈电压估值模块132可使用以下方程式生成给定采样时间(η)上的估计值Vest (n) = Ce. Xp (n) +KDLY. u (n_l),其中(；为另ー个离散域的1x2矩阵并对应于Cd。举例来说，Ce可表示为Ce = [I yrc],其中yrc = RC * Y,并且
[007权利要求
1.ー种DC/DC转换器的控制系统，包括 预测状态生成器模块，其在在先采样周期内生成当前采样周期的预测电容电压和预测电容电流； 电压估值模块，其在当前采样周期内基于所述预测电容电流、预测电容电压以及在先采样周期的占空比值生成所述DC/DC转换器的输出电压的估计值； 误差模块，其基于输出电压的测量值和估计值之间的差异生成电压误差值；以及 脉宽调制(PWM)模块，其 基于所述电压误差值控制所述DC/DC转换器的占空比。
2.根据权利要求I所述的控制系统，其中所述电压估值模块将第一值设置为与所述预测电容电压与预设电压估计值的第一乘积和所述预测电容电流与预设电流估计值的第二乘积的和相等，以及 其中所述电压估值模块基于所述第一值、预设的延迟值以及所述占空比值生成所述估计值。
3.根据权利要求2所述的控制系统，其中所述电压估值模块将第二值设置为等于预设延迟值和占空比值的第三乘积，以及 其中所述电压估值模块将估计值设置为等于所述第一和第二值的第二和。
4.根据权利要求I所述的控制系统，其中所述电压估值模块将第一值设置为等于预设延迟值和占空比值的乘积，以及 其中所述电压估值模块在预测电容电压、预测电容电流以及第一值的基础上设置所述估计值。
5.根据权利要求I所述的控制系统，还包括 当前状态生成器模块，其分别基于所述预测电容电压和预测电容电流，并基于所述电压误差值，生成当前采样周期的当前电容电压和当前电容电流；以及 占空比设置模块，其基于当前电容电压和当前电容电流生成当前采样周期的第二占空比值， 其中所述PWM模块基于所述第二占空比值控制所述DC/DC转换器的开关。
6.根据权利要求5所述的控制系统，还包括估值增益应用模块，其基于所述电压误差值生成当前采样周期的估计电容电压，并基于所述电压误差值生成当前采样周期的估计电容电流， 其中所述当前状态生成器模块基于所述预测电容电压和估计电容电压生成当前电容电压，并基于所述预测电容电流和估计电容电流生成当前电容电流。
7.根据权利要求6所述的控制系统，其中所述当前状态生成器模块将当前电容电压设置为等于所述预测电容电压和估计电容电压的第一和，并将当前电容电流设置为等于所述预测电容电流和估计电容电流的第二和。
8.根据权利要求5所述的控制系统，其中所述占空比设置模块进一歩基于预设的反馈电压值和预设的反馈电流值生成第二占空比值。
9.根据权利要求8所述的控制系统，其中所述占空比设置模块将所述第二占空比值设置为等于所述预设的反馈电压值和当前电容电压的第一乘积和所述预设的反馈电流值和当前电容电流的第二乘积的和。
10.根据权利要求I所述的控制系统，其中所述预测状态生成器模块分别基于在先采样周期的当前电容电压和当前电容电流生成预测电容电压和预测电容电流。
11.ー种DC/DC转换器的控制方法，包括 在在先采样周期内，生成当前采样周期的预测电容电压以及预测电容电流； 基于所述预测电容电压、预测电容电流以及所述在先采样周期的占空比值，生成所述DC/DC转换器的输出电压在当前采样周期内的估计值； 基于所述输出电压的测量值和估计值之间的差异生成电压误差值；以及 基于所述电压误差值控制所述DC/DC转换器的占空比。
12.根据权利要求11所述的方法，还包括 将第一值设置为等于所述预测电容电压和预设电压估计值的第一乘积和所述预测电容电流和预设电流估计值的第二乘积的和；以及 基于所述第一值、预设延迟值以及所述占空比值生成所述估计值。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括 将第二值设置为等于所述预设延迟值和占空比值的第三乘积；以及 将所述估计值设置为等于所述第一和第二值的第二和。
14.根据权利要求11所述的方法，还包括 将第一值设置为等于预设延迟值和占空比值的乘积；以及 基于所述预测电容电压、预测电容电流以及第ー值设置所述估计值。
15.根据权利要求11所述的方法，还包括 分别基于所述预测电容电压和预测电容电流，以及基于所述电压误差值，生成当前采样周期的当前电容电压和当前电容电流； 基于所述当前电容电压和当前电容电流生成当前采样周期的第二占空比值；以及 基于所述第二占空比值控制所述DC/DC转换器的开关。
16.根据权利要求15所述的方法，还包括 基于所述电压误差值生成当前采样周期的估计电容电压； 基于所述电压误差值生成当前采样周期的估计电容电流； 基于所述预测电容电压以及估计电容电压生成当前电容电压；以及 基于所述预测电容电流和估计电容电流生成当前电容电流。
17.根据权利要求16所述的方法，还包括 将所述当前电容电压设置为等于所述预测电容电压和估计电容电压的第一和；以及 将所述当前电容电流设置为等于所述预测电容电流和估计电容电流的第二和。
18.根据权利要求15所述的方法，还包括进ー步基于预设的反馈电压值和预设的反馈电流值生成所述第二占空比值。
19.根据权利要求18所述的方法，还包括将所述第二占空比值设置为等于所述预设的反馈电压值和当前电容电压的第一乘积和所述预设的反馈电流值和当前电容电流的第ニ乘积的和。
20.根据权利要求11所述的方法，还包括分别基于所述在先采样周期的当前电容电压和当前电容电流生成所述预测电容电压和预测电容电流。
全文摘要
本发明公开了一种DC/DC转换器的控制系统，其包括预测状态生成器模块、电压估值模块、误差模块以及脉宽调制(PWM)模块。在一个在先采样周期内，所述预测状态生成器模块生成当前采样模块的预测电容电压和预测电容电流。所述电压估值模块在当前采样周期内基于所述预测电容电压、预测电容电流、延迟值以及在先采样周期的占空比值生成所述DC/DC转换器的输出电压的估计值。所述误差模块基于所述输出电压的测量值和估计值之间的差异生成电压误差值。所述PWM模块基于所述电压误差值控制所述DC/DC转换器的占空比。
文档编号H02M3/155GK102651611SQ20121004473
公开日2012年8月29日 申请日期2012年2月24日 优先权日2011年2月24日
发明者M·凯亚登, P·莱瑟姆 申请人:马克西姆综合产品公司