专利名称：稳压恒流充电控制电路的制作方法
技术领域：
本实用新型技术属于电力电子技术应用领域，特别涉及一种稳压恒流充电控制电路。
背景技术：
越来越多的工业设备，新能源交通工具采用二次动力型高能电池供电，以减少对石油依赖的同时降低对大气环境的污染。二次动力电池包括铅酸蓄电池，磷酸铁锂电池，镍氢电池等可以反复进行充放电使用，这就需要数千瓦到数百千瓦的稳压恒流充电装置；而目前行业中95%以上的大功率充电装置均采用工频变压器降压后再整流斩波的控制方式，这样的充电装置需要大量的铜线和矽钢片，体积大，成本高且转换效率低至60%，大量的电能变为热量被白白浪费掉；其中有少部分的大功率充电装置采用开关电源方式，例如全桥、半桥、推挽或双管正激电路，这些电路拓扑的原边与副边的谐波电流都非常大，开关管不能够实现完全的软开关，因此损耗大，可靠性差，无故障使用寿命较短。现有的谐振式功率变换装置一般都采用单电压环反馈控制方式，主要是将输出电压采样信号与控制电路的电压基准进行比较，以输出误差信号来调节电路的工作频率，从而达到输出稳定的目的。但是，谐振式功率变换装置的谐振槽主回路由具有惯性特点的元器件组成，其本身具有相当大的惯性，对电路中出现的电压及电流的瞬时变化、外来的扰动信号或者反馈控制信号的响应速度很慢，其响应时间与元器件的固有参数相关，至少需要数个工作周期；当系统响应并进行调节时，这些有害的瞬时变化或信号对变换器造成的损坏已经形成了，因此自激振荡、波形畸变、ZVS功能丧失，甚至炸管等现象就会很容易发生，系统工作不可靠。
发明内容本实用新型的目的在于提供一种稳压恒流充电控制电路解决高频充电装置响应速度慢的技术问题。一种稳压恒流充电控制电路，其包括:原边开关峰值电流采样反馈及单周期积分变换环路，用以检测获得谐振主回路中瞬时变化的谐振电流信号，将该谐振电流信号还原为相应的电压信号，并形成锯齿波电压信号；副边输出电压采样反馈环路，用以检测获得输出电压的变化；输出电流信号采样与控制环路，用以检测获得输出充电回路的充电电流平均值，放大为相应的电压信号后，在恒流充电过程中，使这个表征充电电流平均值的电压信号跟随电流设定值信号来变化；即时变频控制及保护电路，用以接收该锯齿波电压信号，以及该副边输出电压采样反馈环路以及该输出电流信号采样与控制环路的输出，确保电路启动或故障发生时，系统能够实现软启动，并快速的对系统所提出的增益要求进行频率响应；驱动电源电路，连接于该即时变频控制及保护电路与输出端之间，采用正激开关电源方式，用以实现开关管的快速导通与关断。本实用新型的具体实施方式
通过采样原边开关峰值电流，输出电压及电流信号，使充电机装置在输入电网电压波动较大时，大容量蓄电池电压较低及输出浪涌电流很大时的恶劣工作环境下能够对瞬时变化的大电流峰值信号进行即时响应，使控制信号快速跟随系统工作环境的变化，快速调节工作频率来满足系统增益要求，从而，有效地改善了变频谐振电路对外界信号响应滞后的缺点，使谐振式稳压恒流充电装置在输出电压从低电压向高电压变化，输出电流从小电流向大电流变化的全过程中仍能保持低谐波干扰、高效率以及更好的动态响应及工作稳定性。
图1是本实用新型稳压恒流充电控制电路的具体实时方式的原理方框图；图2是本实用新型稳压恒流充电控制电路的具体实时方式的原边开关峰值电流采样反馈环路及单周期积分环路的电路原理图；图3是本实用新型稳压恒流充电控制电路的具体实时方式的副边输出电压采样反馈环路的电路原理图；图4a是本实用新型稳压恒流充电控制电路的具体实时方式的输出电流信号采样与控制环路的部分电路原理图；图4b是本实用新型稳压恒流充电控制电路的具体实时方式的输出电流信号采样与控制环路的另一部分电路原理图；图5是本实用新型稳压恒流充电控制电路的具体实时方式的即时变频控制及保护电路的电路原理图；图6是本实用新型稳压恒流充电控制电路的具体实时方式的驱动电源电路的电路原理图。
具体实施方式
以下结合附图和实施例对发明进行详细的说明。如图1所示，本实用新型稳压恒流充电控制电路包括:原边开关峰值电流采样反馈及单周期积分变换电路102、副边输出电压采样反馈环路103、输出电流信号采样与控制环路104、即时变频控制及保护电路105、驱动电源电路106。其中，即时变频控制及保护电路105包括:开机软启动电路1051、驱动脉冲归零检测电路1052、即时频率调节电路1053以及双路输出的PWM电流型控制芯片1054。原边开关峰值电流采样反馈及单周期积分变换电路102，用以检测获得谐振主回路中瞬时变化的谐振电流信号，并将获得的谐振电流信号还原为相应的电压信号，并形成锯齿波电压信号后接入即时变频控制及保护电路105中；副边输出电压采样反馈环路103，用以检测获得输出电压的变化，送入PWM (PulseWidth Modulation，脉冲宽度调制)电流型控制芯片1054 ；输出电流信号采样与控制环路104，用以检测获得输出充电回路的充电电流平均值，放大为相应的电压信号后，在恒流充电过程中，使这个表征充电电流平均值的电压信号跟随电流设定值信号来变化；即时变频控制及保护电路105，用以确保电路启动是或故障发生时，系统能够实现软启动，并快速的对系统所提出的增益要求进行频率响应。其中包括:开机软启动电路1051、驱动脉冲归零检测电路1052、即时频率调节电路1053以及两路输出的PWM电流型控制芯1054 ;其中，开机软启动电路1051，确保电路启动时或故障发生时，系统能够实现软启动；驱动脉冲归零检测电路1052，以其检获的输出脉冲的归零信息帮助单周期积分变换电路中的积分电容复位，同时指示两路输出的PWM电流型控制芯片1054准备开始输出下一个半周的驱动脉冲信号；即时频率调节电路1053是充电控制电路实现变频控制的关键，其将驱动脉冲的下降沿信号用微分电路提取出来，在每半个周期的驱动脉冲结束时，使两路输出的PWM电流型控制芯片内部振荡器的工作状态在极短的时间内发生跳转，从而快速对系统所提出的增益要求进行频率响应；两路输出的PWM电流型控制芯片1054，由电压误差放大器、电流比较器、触发器、与门电路、分相器、振荡器及图腾柱驱动电路构成，提供两路驱动脉冲信号。驱动电源电路106，采用正激开关电源方式，提供足够大的脉冲电流，使被驱动的开关管(如:M0SFET，金氧半场效晶体管)的工作状态快速越过米勒电压平台，以实现开关管的快速导通与关断；同时确保在驱动脉冲信号归零后，开关管处于关断状态，即开关管的栅荷被快速释放掉，回复到高阻状态。工作时，原边开关峰值电流采样反馈及单周期积分变换电路102检测获得谐振主回路中瞬时变化的谐振电流信号，通过桥式整流器整流后，再经单周期积分变换还原为电压信号，并形成表征主谐振回路中谐振电流的平均值大小(i)及上升斜率(di/dt)的锯齿波电压信号，接入即时变频控制及保护电路105中。当原边开关峰值电流急剧增大时，原边开关峰值电流采样反馈电路会给单周期积分变换电路中的积分电容灌入大电流，此时锯齿波电压信号的上升斜率(di/dt)急剧增大呈饱和状，积分时间缩短，积分电容上的电压信号迅速增大，这样就快速响应了主回路中瞬时变化的谐振电流信号。这一点在避免谐振主回路中出现故障时电流失控的情形可以起到至关重要的作用。副边输出电压采样反馈环路103检测获得输出电压的变化，送入双路输出的PWM电流型控制芯片1054 ;当输出电压降低，驱动脉冲的占空比就会变大，占空比越大，其半周期的时间就越长，驱动脉冲的频率就越低；反之，当输出电压升高，驱动脉冲的占空比就会减小，占空比越小，其半周期的时间就越短，驱动脉冲的频率就越闻。输出电流信号采样与控制环路104检测获得输出充电主回路的充电电流平均值，放大为相应的电压信号后，使这个表征充电电流平均值的电压信号跟随电流设定值信号。如果充电电流的平均值小于电流设定值，则输出电流信号采样与控制环路104只是检取输出电流信号，并不主导系统的频率调节工作；如果充电电流的平均值达到电流设定值，则输出电流信号采样与控制环路104将取代输出电压采样反馈环路，主导系统的频率调节工作。对于系统的频率调节工作而言，这里分两种情况:一种情况是原边开关峰值电流采样反馈及单周期积分变换电路102与副边输出电压采样反馈环路103共同主导调节；另一种情况是在恒流充电过程中，原边开关峰值电流采样反馈及单周期积分变换电路102与输出电流信号采样与控制环路104共同主导调节。本实用新型的具体实施方式
，是基于多环路复合反馈谐振式变频率的稳压恒流充电控制电路，其通过采样原边开关峰值电流，输出电压及电流信号，使充电机装置在输入电网电压波动较大时，大容量蓄电池电压较低及输出浪涌电流很大时的恶劣工作环境下，能够对瞬时变化的大电流峰值信号进行即时响应，使控制信号快速跟随系统工作环境的变化，快速调节工作频率来满足系统增益要求，有效地改善了变频谐振电路对外界信号响应滞后的缺点，使谐振式稳压恒流充电装置在输出电压从低电压向高电压变化，输出电流从小电流向大电流变化的全过程中仍能保持低谐波干扰、高效率以及更好的动态响应及工作稳定性。如附图2中线框中所示的电路原理图，原边开关峰值电流采样反馈及单周期积分环路102包括二极管D2、稳压二极管ZD 1、电阻R5、电容C23、电阻R43、电容C25、桥式整流器BRl、电容C26及电流互感器CTl，通过电流互感器CTl采样全周期内瞬时变化的开关峰值电流(也即谐振主回路中正负半周的谐振电流信号)，经由桥式整流器BR1、电容C25进行整流滤波，得到倍频的开关峰值电流波形，在积分电容C23上形成表征谐振主回路中谐振电流的平均值大小(i)及上升斜率(di/dt)的锯齿波电压信号，接入两路输出的PWM电流型控制芯片1054内部电流放大器的同相输入端，电流放大器的输出端与PWM比较器的同相输入端连接；当原边开关峰值电流急剧增大到一设定值时，采样反馈电路会通过二极管D2与稳压二极管ZD I给单周期积分变换电路中的积分电容灌入大电流，此时锯齿波电压信号的上升斜率(di/dt)急剧增大呈饱和状态，相应地积分时间缩短，积分电容上的电压信号迅速增大，这样就使系统的调节能跟随瞬时变化的信号，快速响应主回路中的谐振电流瞬时变化。如图3中线框中所示的电路原理图，副边输出电压采样反馈环路103包括电阻R26、电阻R27、电容C14、电容C15、电阻R28、电阻R29、电阻R30、电容C17、电容C18及电阻R48，其中通过电容C15、电阻R28与电阻R48检测获得输出电压的变化，送入两路输出的PWM电流型控制芯片1054的ERA-，即两路输出的PWM电流型控制芯片1054内部的电压误差比较放大器的反相输入端，当输出电压VBAT+降低，电压误差比较放大器的输出电压UEAO增大，导致电流波形的上升时间延长，与电平UEAO的交点延迟，驱动脉冲的占空比就会增大，占空比越大，其半周期的时间就越长，驱动脉冲的频率就越低，谐振网络的Q值减小，电压增益变大，输出电压升高，从而实现输出电压的稳定；反之，当输出电压升高，电压误差比较放大器的输出电压UEAO减小，导致电流波形的上升时间缩短，与电平UEAO的交点提前，驱动脉冲的占空比就会减小，占空比越小，其半周期的时间就越短，驱动脉冲的频率就越高，谐振网络的Q值增大，电压增益变小，输出电压降低；这样就达到了通过调节工作频率来实现输出电压稳定的目的。电阻R30、电容C17与电容C18构成电压环的频率补偿电路，合理地设置参数以提高电压环路的稳定性。如图4a与图4b中线框中所示的电路原理图，输出电流信号采样与控制环路104包括电阻R17、电容C7、电阻R18、电容C8、电阻R19、电阻R20、电容C9、电容C10、二极管D
12、比较器U2A、电阻R21、电阻R22、电阻R23、电容(:11、电容(:12、比较器似8、电阻1 24、电阻R25、电容C13、三极管Q3、电阻R26、电容C14、电阻R27、二极管D 25、电容C27、电阻R44、比较器U4、电容C28、电阻R45、电阻R46与电阻R47。其中二极管D 25、电容C27、电阻R44、比较器U4、电容C28、电阻R45、电阻R46与电阻R47构成反相电压放大器，将输出主回路充电电流的平均值在电流采样电 阻R46上产生的压降进行线性放大，得到了表征充电电流实时动态变化的脉动电压信号ISEN。用来设定充电电流平均值的电压信号ISET，经过电阻R17、电容C7、电阻R18与电容C8构成的二级RC滤波后接入比较器U2A的同相输入端，与电阻R19、电阻R20、电容C9、二极管D 12、比较器U2A与电阻R21共同组成二阶有源RC低通滤波器，使低频有用信号通过的同时衰减和抑制了高频干扰信号；比较器U2A的反相输入端与比较器U2B的反相输入端连接，电压信号ISET作为给定的基准电压，接入比较器U2B的反相输入端；电阻R22、电阻R23、电容C11、电容C12与比较器U2B构成电压误差比较放大器，表征充电电流实时变化的脉动电压信号ISEN接入比较器U2B的同相输入端，电压误差比较放大器将ISEN与给定的基准电压ISET比较了差值后进行放大，得到一误差电压信号UEAO ；电阻R24、电阻R25、电容C13、三极管Q3、电阻R26、电容C14与电阻R27构成反相电压跟随器，三极管Q3的集电极电压信号反相跟随比较器U2B输出的误差电压信号，并将集电极电压信号送入PWM电流型控制芯片的ERA+，即双路输出的PWM电流型控制芯片1054内部的电压误差比较放大器的同相输入端；当输出主回路充电电流的平均值增大时，输出功率随之增大，同时输出电压BAT+升高，电压误差比较放大器的输出电压UEAO减小，导致电流波形的上升时间缩短，与电平UEAO的交点提前，驱动脉冲的占空比就会减小，占空比越小，其半周期的时间就越短，驱动脉冲的频率就越高，谐振网络的增益越小，输出电流降低；反之当输出主回路充电电流的平均值减小时，输出功率随之减小，同时输出电压BAT+降低，驱动脉冲的频率就越低，谐振网络的增益越大，输出电流增大；这样就达到了通过调节工作频率来稳定输出主回路充电电流的目的。其中，图4b中的节点C与图2中所示的节点C是同一节点，图4b中的节点D与图2中所示的节点D是同一节点。如图5所示，即时变频控制及保护电路105,包括开机软启动电路1051、驱动脉冲归零检测电路1052、即时频率调节电路1053以及两路输出的PWM电流型控制芯片1054。其中，开机软启动电路1051包括电阻R34、电阻R35、电阻R36与电容C21。其中，R34、R36与C21依次串联电源于电源VREF与地之间，R34、R36之间的节点接入两路输出的PWM电流型控制芯片1054的IUM引脚，当IUM引脚电压被充电到高于一定值，PWM电流型控制芯片开始正常输出，电阻R35与R36、C21并联。驱动脉冲归零检测电路1052包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电容Cl、比较器U1A、电阻R6、电容C23、二极管D 13与二极管D 14，以其检测获得的驱动脉冲的归零信息帮助单周期积分变换电路中的积分电容复位，同时指示两路输出的PWM电流型控制芯片准备开始输出下一个半周的驱动脉冲信号。具体而言，驱动脉冲的归零信息通过所述二极管D 13与所述二极管D 14输入到所述比较器UlA的同相输入端，VDD经过串联连接的所述电阻Rl与所述电阻R2分压后输入所述比较器UlA的反相输入端，所述比较器UlA的输出端则为所述原边开关峰值电流采样反馈及单周期积分变换环路中的积分电容复位信号，同时指示两路输出的PWM电流型控制芯片准备开始输出下一个半周的驱动脉冲信号。即时频率调节电路1053包括:电阻R4、电容C3、稳压二极管ZD 2、二极管D 1、三极管Q1、电容C22。电容C22是两路输出的PWM电流型控制芯片1054内部振荡器的振荡电容，灌入振荡电容C22的电流主要由两部分组成，一部分是由两路输出的PWM电流型控制芯片内部振荡器的恒流源提供，另一部分是由三极管Ql提供；通过电阻R4、电容C3、稳压二极管ZD 2、二极管D 1、二极管D 13与二极管D 14将驱动脉冲信号倍频后串入负载电阻R4，经由电容C3、稳压二极管ZD 2与二极管D I构成的微分电路，将驱动脉冲的下降沿信号提取出来，在每半个周期的驱动脉冲结束时，使三极管Ql瞬间饱和导通，此时VDD经过Ql的集电极与发射极、电阻Rll对振荡电容C22灌入大电流，造成两路输出的PWM电流型控制芯片1054内部振荡器的工作状态在极短的时间内发生跳转，从而确保倍频后的每半个周期的驱动脉冲的占空比维持在90%左右，达到即时变频控制的目的。更为具体的是，即时频率调节电路1053可以如图5所示，包括:电阻R4、电阻R7、二极管D 3、二极管D 4、二极管D 5、二极管D 6、电容C2、电容C3、稳压二极管ZD 2、电阻R8、二极管D 1、三极管Q1、电阻R9、比较器U1B、电阻R10、二极管D 7、电阻R11、二极管D 8、稳压二极管ZD 4、电容C4、比较器U1C、电阻R12、二极管D 9、二极管D 10、三极管Q2、电阻R13、二极管D 11、电容C5、稳压二极管ZD 3、电阻R14、电阻R15、电阻R16、比较器UlD与电容C22，这一块电路是实现快速变频控制的关键。两路输出的PWM电流型控制芯片1054包括芯片U3，U3由电压误差比较放大器、电流比较器、触发器、与门电路、分相器、振荡器及图腾柱驱动电路构成，振荡器作为脉冲信号源，电容C22接入作为外置的振荡电容；电压误差比较放大器的两个输入端作为输出电压采样信号与输出电流采样信号的输入端；电流比较器的一输入端与电压误差比较放大器的输出端连接，另一输入端作为原边开关峰值电流采样信号的输入端；触发器的两个输入端分别与电流比较器、振荡器的输出端连接，与门电路的一输入端接触发器的输出端，另一输入端也与振荡器的输出端连接；分相器的输入端连接与门电路的输出端，其两输出端提供两路相位相差180度的驱动脉冲信号。其中，图5中所示的节点A和图2中所示的节点A是同一节点，图5中所示的节点B和图2中所示的节点B是同一节点。如图6中线框中所示的电路原理图，驱动电源电路106包括:场效应管Q4、二极管D 16、变压器Tl、三极管Q6、二极管D 18、场效应管Q5、二极管D 15、变压器T2、三极管Q7、二极管D 20，采用正激开关电源方式；变压器Tl与变压器T2都由输入绕组、复位绕组及输出绕组构成；Q4与Q5是M0SFET，作为开关管；二极管D 15与二极管D 16作为电压复位用的二极管；Q6与二极管D 18、Q7与二极管D 20分别提供被驱动功率MOSFET的栅荷放电通路。变压器Tl及变压器T2的输入绕组与输出绕组同相位，匝比n=l:1 ;当两路输出的PWM电流型控制芯片的正脉冲到来时，开关场效应管Q4或Q5分别导通，此时变压器的输出绕组感应出与输入绕组大小方向相同的驱动电压，接入被驱动主功率MOSFET的栅极。当两路输出的PWM电流型控制芯片的负脉冲到来时，开关场效应管Q4或Q5分别关断，变压器Tl或者变压器T2的输入绕组中的感应电动势反相，相应地变压器输出绕组的驱动电压也反相，三极管Q6或者Q7导通，被驱动主功率MOSFET的栅荷通过Q6或者Q7泄放掉，然后主功率MOSFET关断，回复到高阻状态。更为具体的是，驱动电源电路106可以如图6所述包括:场效应管Q4、电阻R38、二极管D 16、变压器Tl、二极管D 17、电阻R39、电阻R40、三极管Q6、二极管D 18、稳压二极管ZD 5、场效应管Q5、电阻R37、二极管D 15、变压器T2、电容C24、二极管D 19、电阻R41、电阻R42、三极管Q7、二极管D 20与稳压二极管ZD 6。本实用新型稳压恒流充电控制电路的具体实施方式
不仅适用于如本实用新型具体实施方式
所示的LLC谐振半桥结构，也适用于其它的半桥结构、推挽结构以及全桥结构的谐振式充电装置。[0041] 以上所述仅为本实用新型技术方案的较佳实施方式，并非用于限定本实用新型的保护范围。凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包括在本实用新型的保护范围之内。
权利要求1.一种稳压恒流充电控制电路，其特征在于，所述稳压恒流充电控制电路包括: 原边开关峰值电流采样反馈及单周期积分变换环路，用以检测获得谐振主回路中瞬时变化的谐振电流信号，将所述谐振电流信号还原为相应的电压信号，并形成锯齿波电压信号; 副边输出电压采样反馈环路，用以检测获得输出电压的变化； 输出电流信号采样与控制环路，用以检测获得输出充电回路的充电电流平均值，放大为相应的电压信号后，在恒流充电过程中，使这个表征充电电流平均值的电压信号跟随电流设定值信号来变化； 即时变频控制及保护电路，用以接收所述锯齿波电压信号，以及所述副边输出电压采样反馈环路以及所述输出电流信号采样与控制环路的输出，确保电路启动或故障发生时，系统能够实现软启动，并快速的对系统所提出的增益要求进行频率响应； 驱动电源电路，连接于所述即时变频控制及保护电路与输出端之间，采用正激开关电源方式，用以实现开关管的快速导通与关断。
2.如权利要求1所述的稳压恒流充电控制电路，其特征在于，所述即时变频控制及保护电路包括:开机软启动电路、驱动脉冲归零检测电路、即时频率调节电路以及双路输出的PWM电流型控制芯片； 所述开机软启动电路，用于确保电路启动时或故障发生时，系统能够实现软启动； 所述驱动脉冲归零检测电路，用于以其检获的输出脉冲的归零信息帮助所述单周期积分变换电路中 的积分电容复位，同时指示所述两路输出的PWM电流型控制芯片准备开始输出下一个半周的驱动脉冲信号； 所述即时频率调节电路，用于将驱动脉冲的下降沿信号用微分电路提取出来，在每半个周期的驱动脉冲结束时，使两路输出的PWM电流型控制芯片内部振荡器的工作状态发生跳转，从而对系统所提出的增益要求进行频率响应； 所述两路输出的PWM电流型控制芯片，用于提供两路驱动脉冲信号。
3.如权利要求2所述的稳压恒流充电控制电路，其特征在于， 所述驱动脉冲归零检测电路包括电阻R1、电阻R2、比较器U1A、二极管D 13与二极管D 14，驱动脉冲的归零信息通过二极管D 13与二极管D 14输入到比较器UlA的同相输入端，电源经过串联连接的电阻Rl与电阻R2分压后输入比较器UlA的反相输入端，比较器UlA的输出端则为所述原边开关峰值电流采样反馈及单周期积分变换环路中的积分电容提供复位信号，同时指示两路输出的PWM电流型控制芯片准备开始输出下一个半周的驱动脉冲信号。
4.如权利要求3所述的稳压恒流充电控制电路，其特征在于， 所述即时频率调节电路包括电阻R4、电容C3、稳压二极管ZD 2、二极管D 1、三极管Q1、电容C22 ； 其中，电容C22是两路输出的PWM电流型控制芯片内部振荡器的振荡电容，灌入振荡电容C22的电流主要由两部分组成，一部分是由两路输出的PWM电流型控制芯片内部振荡器的恒流源提供，另一部分是由三极管Ql提供；通过电阻R4、电容C3、稳压二极管ZD2、二极管D 1、二极管D 13与二极管D 14将驱动脉冲信号倍频后接入负载电阻R4，经由电容C3、稳压二极管ZD 2与二极管D I构成的微分电路，将驱动脉冲的下降沿信号提取出来，在每半个周期的驱动脉冲结束时，使三极管Ql瞬间饱和导通，此时VDD经过Ql的集电极与发射极、电阻Rl I对振荡电容C22灌入大电流，造成两路输出的PWM电流型控制芯片内部振荡器的工作状态发生跳转。
5.如权利要求2所述的稳压恒流充电控制电路，其特征在于， 所述原边开关峰值电流采样反馈及单周期积分环路包括二极管D2、稳压二极管ZD1、电阻R5、电容C23、电阻R43、电容C25、桥式整流器BRl、电容C26及电流互感器CTl ;通过电流互感器CTl采样瞬时变化的开关峰值电流，经由桥式整流器BR1、电容C25进行整流滤波，得到倍频的开关峰值电流波形，在积分电容C23上形成表征谐振主回路中谐振电流的平均值大小及上升斜率的锯齿波电压信号，接入所述两路输出的PWM电流型控制芯片内部电流放大器的同相输入端，所述电流放大器的输出端与所述两路输出的PWM电流型控制芯片的比较器的同相输入端连接；当原边开关峰值电流急剧增大到一设定值时，通过二极管D 2与稳压二极管ZDl给积分电容C23灌入大电流。
6.如权利要求2所述的稳压恒流充电控制电路，其特征在于， 所述副边输出电压采样反馈环路包括电阻R26、电阻R27、电容C14、电容C15、电阻R28、电阻R29、电阻R30、电容C17、电容C18及电阻R48 ;其中，电源VDD经电阻R26与电阻R27串联分压之后输入所述两路输出的PWM电流型控制芯片的ERA+引脚，电容C14与电阻R27并联；通过电容C15、电阻R28与电阻R48检测获得输出电压的变化，经过电阻R29后送入所述两路输出的PWM电流型控制芯片1054的ERA-引脚；电阻R30、电容C17与电容C18构成电压环的频率补偿电路，以提高电压环路的稳定性。
7.如权利要求2所述的稳压恒流充电控制电路，其特征在于， 所述驱动电源电路包括场效应管Q4、二极管D 16、变压器Tl、三极管Q6、二极管D 18、场效应管Q5、二极管D 15、变压器T2、三极管Q7、二极管D 20，采用正激开关电源方式； 变压器Tl与变压器T2都由输入绕组、复位绕组及输出绕组构成，输入绕组与输出绕组同相位；场效应管Q4与场效应管Q5为开关管；二极管D15串接于场效应管Q5和变压器T2之间，二极管D16串接于场效应管Q4变压器Tl之间，二极管D 15与二极管D 16用于电压复位用；三极管Q6与二极管D 18、三极管Q7与二极管D 20分别提供被驱动的场效应管Q4、Q5的栅荷放电通路； 当两路输出的PWM电流型控制芯片的正脉冲到来时，场效应管Q4或Q5分别导通，此时变压器Tl或T2的输出绕组感应出与输入绕组大小方向相同的驱动电压，接入被驱动的场效应管Q4或Q5的栅极；当两路输出的PWM电流型控制芯片的负脉冲到来时，场效应管Q4或Q5分别关断，变压器Tl或者变压器T2的输入绕组中的感应电动势反相，相应地输出绕组的驱动电压也反相，三极管Q6或Q7导通，被驱动的场效应管Q4或Q5的栅荷通过三极管Q6与二极管D18形成的通路或者三极管Q7与二极管D20形成的通路泄放掉，然后被驱动的场效应管Q4或Q5关断，回复到高阻状态。
8.如权利要求2所述的稳压恒流充电控制电路，其特征在于，所述输出电流信号采样与控制环路包括:电阻R17、电容C7、电阻R18、电容C8、电阻R19、电阻R20、电容C9、电容C10、二极管D12、比较器U2A、电阻R21、电阻R22、电阻R23、电容C11、电容C12、比较器U2B、电阻R24、电阻R25、电容C13、三极管Q3、电阻R26、电容C14、电阻R27、二极管D 25、电容C27、电阻R44、比较器U4、电容C28、电阻R45、电阻R46与电阻R47 ；其中，二极管D 25、电容C27、电阻R44、比较器U4、电容C28、电阻R45、电阻R46与电阻R47构成反相电压放大器，将输出主回路充电电流的平均值在电流采样电阻R46上产生的压降进行线性放大，得到了表征充电电流实时动态变化的脉动电压信号ISEN ； 用来设定充电电流平均值的电压信号I SET，经过电阻R17、电容C7、电阻R18与电容C8构成的二级RC滤波后接入比较器U2A的同相输入端，与电阻R19、电阻R20、电容C9、二极管D 12、比较器U2A与电阻R21共同组成二阶有源RC低通滤波器，使低频有用信号通过的同时衰减和抑制了高频干扰信号； 比较器U2A的反相输入端与比较器U2B的反相输入端连接，电压信号ISET作为给定的基准电压，接入比较器U2B的反相输入端； 电阻R22、电阻R23、电容Cl 1、电容C12与比较器U2B构成电压误差比较放大器，表征充电电流实时变化的脉动电压信号ISEN接入比较器U2B的同相输入端，电压误差比较放大器将ISEN与给定的基准电压ISET比较了差值后进行放大，得到一误差电压信号UEAO ； 电阻R24、电阻R25、电容C13、三极管Q3、电阻R26、电容C14与电阻R27构成反相电压跟随器，三极管Q3的集电极电压信号反相跟随比较器U2B输出的误差电压信号，并将集电极电压信号送入PWM电流型控制芯片的ERA+引脚。
9.如权利要求2所述的稳压恒流充电控制电路，其特征在于，所述开机软启动电路1051包括:电阻R34、电阻R35、电阻R36与电容C21 ； 其中，R34、R36与C21依次串联电源于电源VREF与地之间，R34、R36之间的节点接入两路输出的PWM电流型控制芯片105`4的IUM引脚，电阻R35与R36、C21并联。
专利摘要一种稳压恒流充电控制电路。其原边开关峰值电流采样反馈及单周期积分变换环路检测获得谐振主回路中瞬时变化的谐振电流信号，并将其还原为相应的电压信号形成锯齿波电压信号；副边输出电压采样反馈环路，用以检测获得输出电压的变化；输出电流信号采样与控制环路，用以检测获得输出充电回路的充电电流平均值，放大为相应的电压信号；即时变频控制及保护电路确保电路启动或故障发生时系统能够实现软启动，并快速的对系统所提出的增益要求进行频率响应；驱动电源电路则实现开关管的快速导通与关断。该电路可以跟随系统工作环境的变化快速调节工作频率来满足系统增益要求。
文档编号H02J7/10GK202997663SQ20122068540
公开日2013年6月12日 申请日期2012年12月13日 优先权日2012年12月13日
发明者周红艳 申请人:周红艳