基于自然换向的统一pwm调制系统的制作方法
【专利摘要】本实用新型适用于电力【技术领域】，提供了一种基于自然换向的统一PWM调制系统，包括调制波计算单元与逆变器，所述调制波计算单元产生驱动信号，通过所述驱动信号控制所述逆变器的开关管以控制所述逆变器；其中，所述调制波计算单元包括：三相正弦调制信号模块，产生依次相差120度相位，幅值相同的三相正弦调制信号；零序分量计算模块，根据所述三相正弦调制信号模块所产生的所述三相正弦调制信号，计算零序分量，所述零序分量的频率是所述三相正弦调制信号的三倍；统一调制模块，将所述零序分量通过求和后叠加到所述三相正弦调制信号获得统一调制信号；控制器，对比所述统一调制信号与载波模块，获得控制所述开关管的驱动信号。
【专利说明】基于自然换向的统一PWM调制系统
【技术领域】
[0001]本实用新型属于电力【技术领域】，具体涉及一种基于自然换向的统一 PWM调制系统。
【背景技术】
[0002]由于能量双向流动的逆变器，可以实现直流与交流间的双向变换，因此广泛应用于交流传动驱动器、新能源、UPS等领域。如何控制逆变器开关工作时序的调制算法是这个装置的关键技术，其中，基于载波的正弦脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulat1n,SPWM)和空间矢量调制算法(Space Vector Pulse Width Modulat1n, SVPWM)是最常用的两种调制技术，还有一种学术领域介绍的基于载波调制的不连续脉宽调制算法(DPWMx，x=0,1,2,3, MAX, MIN)。
[0003]以上各类调制算法各有优缺点，如下:
[0004]1.SPWM通过参考电压与三角波载波比较，在交叉点时刻控制开关管通断。在单相逆变器中使用广泛，实现简单，但线型调制范围窄，直流电压利用率低。
[0005]2.SVPWM空间矢量控制直流电压利用率较SPWM高15.47%，波形质量高，在不同的调制比区域波形质量不受影响。但是传统的SVPWM方法需要进行复杂的坐标变换、三角函数计算、扇区判断、有效矢量作用时间计算等。占用CPU资源多，控制实时性受到影响。另夕卜，开关管时刻处在开关状态，开关损耗大。
[0006]3.DPWMx算法同样具有较高的直流电压利用率，另外，在1/3市电周期，开关管保持固定的开(关)状态，理论损耗可以降低30%以上。但是，DPWMx算法缺少具体简易的工程实施方法。
[0007]由上述分析可以得出，在不同的领域和工作状态下，各类PWM调制算法有不同的优缺点，同时，上述各类调制方式可以在线切换，而不会影响逆变器的工作稳定性，这样，为统一各类调制算法成为可能。因此，如何建立一种统一的调制算法，扬长避短成为一个需要解决的技术问题。
实用新型内容
[0008]有鉴于此，提供一种基于自然换向的统一 PWM调制系统。
[0009]本实用新型是这样实现的，一种基于自然换向的统一 PWM调制系统，包括调制波计算单元与逆变器，所述调制波计算单元产生驱动信号，通过所述驱动信号控制所述逆变器的开关管以控制所述逆变器；其中，所述调制波计算单元包括:三相正弦调制信号模块，产生依次相差120度相位，幅值相同的三相正弦调制信号；零序分量计算模块，根据所述三相正弦调制信号模块所产生的所述三相正弦调制信号，计算零序分量，所述零序分量的频率是所述三相正弦调制信号的三倍；统一调制模块，将所述零序分量通过求和后叠加到所述三相正弦调制信号获得统一调制信号；控制器，对比所述统一调制信号与载波模块，获得控制所述开关管的驱动信号。
[0010]上述基于自然换向的统一 PWM调制系统，利用三相参考电压瞬时值计算各种连续和不连续PWM调制方法的开关切换时间，无需进行复杂的扇区判断，减小了调制算法的计算时间和实现难度，计算简便易于计算机实现。同时，此算法可以在线进行各种调制方式的切换，能充分发挥DPWMx调制方式开关损耗低，效率高的优点。
【专利附图】
【附图说明】
[0011]图1是本实用新型基于自然换向的统一 PWM调制系统的调制波计算单元的电路图；
[0012]图2是本实用新型基于自然换向的统一 PWM调制系统的两电平逆变器第一实施方式的电路图；
[0013]图3是本实用新型基于自然换向的统一 PWM调制系统的三电平逆变器第二实施方式的电路图；
[0014]图4是本实用新型基于自然换向的统一 PWM调制系统的三电平逆变器第三实施方式的电路图。
【具体实施方式】
[0015]为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。
[0016]图1是本实用新型基于自然换向的统一 PWM调制系统的调制波计算单元的电路图。该基于自然换向的统一 PWM调制系统，包括调制波计算单元I与逆变器2，所述调制波计算单元I产生驱动信号，通过所述驱动信号控制所述逆变器2的开关管以控制所述逆变器。调制波计算单元I包括三相正弦调制信号模块10、零序分量计算模块11、统一调制模块与控制器。
[0017]三相正弦调制信号模块10，计算三相调制波的标么值。根据逆变器2电压环或电压、电流双环控制输出的依次相差120度相位，幅值相同的三相正弦调制信号(% ,% >V；):
[0018]￥a" =Vm* sin(wt)
[0019]Υζ = Vm * sin(wt— 2π/3)(I)
[0020]VtT = V111 * sin(wt— 4π/3)
[0021]其中，Vm为输出线电压峰值。
[0022]根据公式(I)的标么值计算所述三相调制波电压的实时最大值和实时最小值。
[0023]Umax = Max(VajVfajVc)⑵
[0024]
Umn = Mto(HK)(3)
[0025]其中，Umax:三相参考电压瞬时最大值；Umin:三相参考电压瞬时最小值;Max:最大值计算函数；Min:最小值计算函数；
[0026]将所述三相调制波移相30度。
[0027]计算所述三相调制波电压移相后的实时最大值和实时最小值。三相调制波，乘以一相位变换矩阵T0，计算超前移相30度后的参考电压Va^3c)、Vc^30o
Va-30]【W
[0028]Vb^30 =T0X Υζ(4)
V；-30jLV；.『I 0—1]
[0029]其中，TD—会一II O , VaIt3t^Va;移相30度参考电压，
^.0 —I 1.是Vb"移相3O度参考电压,V二30是V〗移相3O度参考电压。
[0030]零序分量计算模块11，根据公式(I)得到的移相前的三相调制波电压的实时最大值和实时最小值、公式(4)得到的移相后的三相调制波电压的最大值和最小值计算SPWM、SVPWM和DPWMx三种调制方式下的零序分量。此零序分量的频率三倍于正弦调制信号，每一种调制方式对应其相应的零序分量计算方法。通过三相调制信号的交叉点进行自然换向，避免了复杂的扇区判断。所述零序分量计算方法是一种统一计算方式，同时，每一种计算方法可以独立拿出来使用。
[0031]Umax^30 = Max(￥a_30_)Vb_30,Vc-3o)⑶
[0032]Umin^30 = M inVc^30)(6)
[0033]Umax_3C>是移相后的三相调制波瞬时最大值，
Uniin-3。是移相后的三相调葡该瞬时最小值；
[0034]统一调制模块，将所述SPWM、SVPWM和DPWMx三种调制方式下的零序分量通过求和后叠加到所述三相正弦调制信号获得统一调制信号12。r 0，SPWM
—0.5(Umax + Umin),SVPWM
^DPWM0: Umas^30 + Umin^30 > 0
DPWM1IUmax + Umin > 0
k(Npeak Umax) j DPWM2: Umax^30 + Umin—30 < 0
[0035]V = 4DPWM3.Umax + UmJn < 0(7)
z —I DP.!醒
/DPWM0; Umax^30 + Umjn^3o < 0
DPWM1: U匪 + Umin < 0
k(—Npeak - Umin) i DPWM2: Umax^30 + Uniin一30 > 0
DPWM3:Ulliax+Umill >0
I^ DPWMmin
[0036]其中，Npeak是数字控爾器三角载波的峰值,k是零序分量补箧系S。
[0037]控制器比较所述统一调制波信号12与载波信号13，获得控制开关管的驱动信号。根据公式(7)计算得到的零序分量，叠加到公式(I)的参考三相调制波中，得到最终的统一调制波信号。
[VaT
[0038]Vf = Ψζ +Vz(8)
VrJ Fe.
[0039]由智能选择模块，确定选择由上述公式(8)得到的不同的调制波中的一种进行输出。统一调制信号12和载波信号13的组合方式有8种，分别对应不同的零序分量。该控制器可以由数字控制器(MCU、DSP)内部产生，也可以由模拟电路通过信号发生器、比较器及放大电路实现。
[0040]由上述公式(8 )得到的最终统一调制波信号，数字控制器计算所需要的比较值，与控制器内部生产的载波信号进行比较，得到最终控制开关管的驱动信号。
[0041]如图2-4所示，为基于自然换向的统一 PWM调制系统的逆变器的电路图。该逆变器2可以应用电机控制、不间断电源、并网逆变器等场合。该逆变器2由直流电容21、三相逆变桥22以及滤波器23组成，所述三相逆变桥连接于所述直流电容与所述滤波器之间。
[0042]图2是本实用新型基于自然换向的统一 PWM调制装置的两电平逆变器第一实施方式的电路图，该实施例中，逆变器2的直流电容为单电容。三相逆变桥22包括Sa+、Sa-,Sb+、Sb-、Sc+、Sc-、Dl、D2、D3、D4、D5、D6，输出端A、B、C以及输出滤波器23组成。Sa+、Sa-, Sb+、Sb-、Sc+、Sc-为电力电子开关器件，可以为IGBT、MOSFET或其他常用电力电子器件，D1、D2、D3、D4、D5、D6 为体二极管。
[0043]其中，Sa+与Dl并联，Sa-与D2并联，Sb+与D3并联，Sb-与D4并联，Sc+与D5并联，Sc-与D6并联。直流源Ud正极分别与Sa+漏极、Sb+漏极、Sc+漏极相连，负极分别与Sa-、Sb-、Sc-源极相连。
[0044]滤波器23为LC型或者LCL型。
[0045]如图3是本实用新型基于自然换向的统一 PWM调制装置的三电平逆变器第二实施方式的电路图，逆变器2为三相I型三电平逆变器，直流电容为双电容架构。
[0046]如图4是本实用新型基于自然换向的统一 PWM调制装置的三电平逆变器第三实施方式的电路图，逆变器2为三相T型三电平逆变器，直流电容为双电容架构。
[0047]如上，本实用新型所提供的基于自然换向的统一 PWM调制系统，由三相参考调制的交叉点进行自然换向控制，只需进行最大(小)值计算，计算量小，非常适合数字化(如单片机、DSP等)控制。另外，将常用的各类调制算法统一到注入零序分量的调制波和数字化载波来实现，可以充分发挥各类调制算法的优势，根据具体的逆变器类型和负载性质在线更换调制方式。另外在逆变器高频化、多电平趋势下，开关损耗会占整机损耗的比例越来越大。本实用新型实现的DPWMx调制方法具有在一个市电周期内，有1/3周期(正、负半轴各60度相角)开关信号维持不变的特征。使得电力电子开关器件降低了开关次数，提高了整机效率。为了进一步提高效率，本实用新型实现了在电流正、负峰值点60度相角范围内，DPWMx调制方法下的驱动信号维持不变。
[0048]以上仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。
【权利要求】
1.一种基于自然换向的统一 PWM调制系统，其特征在于:包括调制波计算单元与逆变器，所述调制波计算单元产生驱动信号，通过所述驱动信号控制所述逆变器的开关管以控制所述逆变器；其中，所述调制波计算单元包括: 二相正弦调制/[目号模块，广生依次相差120度相位,幅值相同的二相正弦调制/[目号； 零序分量计算模块，根据所述三相正弦调制信号模块所产生的所述三相正弦调制信号，计算零序分量，所述零序分量的频率是所述三相正弦调制信号的三倍； 统一调制模块，将所述零序分量通过求和后叠加到所述三相正弦调制信号获得统一调制信号； 控制器，对比所述统一调制信号与载波模块，获得控制所述开关管的驱动信号。
2.如权利要求1所述的基于自然换向的统一PWM调制系统，其特征在于，所述逆变器是三相两电平逆变器。
3.如权利要求2所述的基于自然换向的统一PWM调制系统，其特征在于，所述三相两电平逆变器由直流电容、三相逆变桥以及滤波器组成，所述三相逆变桥连接于所述直流电容与所述滤波器之间。
4.如权利要求3所述的基于自然换向的统一PWM调制系统，其特征在于，所述直流电容为单电容或双电容架构。
【文档编号】H02M7/797GK204013277SQ201320842169
【公开日】2014年12月10日 申请日期:2013年12月19日 优先权日:2013年12月19日
【发明者】熊伟, 邵长伟, 丁永强 申请人:深圳古瑞瓦特新能源股份有限公司