专利名称：用于残留边带调制系统的复相关器的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及通信系统，更具体地涉及接收器。
背景技术：
在像ATSC-DTV(高级电视系统-数字电视)系统(例如，参见美国高级电视系统委员会，1995年9月16日的文件A/53“ATSC数字电视标准”，和1995年10月4目的文件A/54“ATSC数字电视标准使用指南”，)的现代数字通信系统中，通常应用高级调制、信道编码和均衡。在接收器中，解调器一般存在载波相位和/或码元定时模糊。均衡器一般是DFE(判定反馈均衡器)型或它的某种变体，和具有有限长度。在严重失真信道中，重要的是知道信道脉冲响应的虚拟中心，以便给予均衡器成功处理信号和校正失真的最佳机会。一种途径是使用根据段同步(sync)信号为自适应均衡器计算信道虚拟中心的质心计算器。另一种途径是使用根据帧同步信号为自适应均衡器计算信道虚拟中心的质心计算器。
关于这一点，接收VSB同步或训练信号的检测通常应用实相关器，实相关器将接收信号的同相部分与已知训练或同步模式进行比较。
发明内容
我们已经认识到，由于实相关器只使用接收信号的同相分量，在接收器中使用实相关器可能限制了接收器的性能。因此，按照本发明的原理，接收器包含提供解调信号的解调器和将解调信号与数据模式相关联的复相关器。
在本发明的一个实施例中，ATSC接收器包含解调器和复相关器。解调器解调接收的ATSC-DTV信号并提供解调信号。复相关器将解调信号的同相分量与ATSC段同步模式相关联和将解调信号的正交分量与ATSC段同步模式的希尔伯特(Hibert)变换相关联。
在本发明的另一个实施例中，ATSC接收器包含解调器和复相关器。解调器解调接收的ATSC-DTV信号并提供解调信号。复相关器将解调信号的正交分量与ATSC段同步模式相关联和将解调信号的同相分量与ATSC段同步模式的希尔伯特(Hibert)变换相关联。
在本发明的又一个实施例中，ATSC接收器包含解调器和包括复相关器的质心计算器。解调器解调接收的ATAC-DTV信号并提供解调信号。质心计算器处理解调信号，以确定用在，例如，自适应均衡器中的信道虚拟中心。在质心计算器中使用复相关器导致质心计算器不受解调信号中的码元定时相位模糊影响。
按照本发明的特征，上述质心计算器包含内部限幅器，从而提高了性能。
图1示出了现有技术ATSC-DTV残留边带(VSB)数据帧结构；图2示出现有技术ATSC-DTV半帧同步结构；图3示出现有技术ATSC-DTV段同步结构；图4示出了表1；图5示出了实施本发明原理的接收器的例示性高级方块图；图6和7示出了实施本发明原理的接收器的例示性部分；图8示出了按照本发明原理的复相关器的一个例示性实施例；图9示出了表2；图10示出了按照本发明原理的复相关器的另一个例示性实施例；图11示出了表3；图12示出了按照本发明原理的例示性流程图；图13示出了现有技术质心计算器的方块图；图14示出了用在复质心计算器中的用于处理复信号的方块图；图15示出了按照本发明原理的质心计算器的一个例示性实施例；图16示出了按照本发明原理的质心计算器的一部分的另一个例示性实施例；图17示出了按照本发明原理的质心计算器的另一个例示性实施例；图18示出了按照本发明原理的质心计算器的一部分的另一个例示性实施例；和图19和20示出了按照本发明原理的其它例示性实施例。
具体实施例方式
除了本发明概念之外，如图所示的单元都是众所周知的，并将不作详细描述。此外，假设人们熟悉电视广播和接收器，并且这里也不作详细描述。例如，除了本发明概念之外，假设人们熟悉像NTSC(国家电视系统委员会制式)、PAL(逐行倒相制式)、SECAM(顺序传送彩色与存储制式)和ATSC(高级电视系统委员会制式)的当前建议电视推荐标准。同样，除了本发明概念之外，假设人们熟悉像8级残留边带(8-VSB)、正交调幅(QAM)的传输概念、和像射频(RF)前端的接收器部件，或像低噪声块、调谐器、解调器、相关器、泄漏积分器和平方器的接收器部分。类似地，用于生成传输位流的格式化和编码方法(譬如，运动图像专家组(MPEG)-2系统标准(ISO/IEC13818-1))也是众所周知的，并且这里不再加以描述。还应该注意到，本发明概念可以利用传统编程技术实现，同样，这里对传统编程技术也不作描述。最后，图中相同号码代表相似的单元。
在如前所述的像ATSC-DTV(高级电视系统-数字电视)系统的现代数字通信系统中，将相关器用于信号检测是习以为常的。在ATSC-DTV系统中，调制系统是具有8级(±1，±3，±5，±7)的残留边带(VSB)和存在两种类型的同步或训练信号段同步信号和半帧同步信号。这种情况例示在图1中，图1显示ATSC-DTV系统中的VSB数字码元序列是以数据段和数据半帧形式构造的。
首先转到数据段，该数据段包括832个码元，其中前4个码元构成段同步信号。段同步信号是二级(二进制)4-码元未编码模式，其每832个码元在数据码元序列中出现一次。二进制表示是(1001)和码元表示是(+5-5-5+5)。
与此相比，数据半帧包括313个数据段，其中第一段构成半帧同步信号。如图2所示，半帧同步信号也是包括几个伪噪声(PN)序列和保留模式的二级(二进制)未编码模式。正如本领域中已知的，半帧同步信号的训练部分包括PN序列(PN511和PN63)。PN511是通过多项式X9+X7+X6+X4+X3+X+1和(010000000)的预装值定义的、由移位寄存器生成的伪随机序列。PN63是通过多项式X6+X+1和(100111)的预装值定义的、由移位寄存器生成的伪随机序列。PN63重复三次，每隔一个半帧同步使中间PN63反向。
由于段同步数据模式和半帧同步数据模式都是已知的，通过将接收的ATSC-DTV信号与段同步模式和/或半帧同步模式相关联，用在ATSC-DTV接收器的同步、定时恢复和均衡单元中的各种算法使用这种同步数据模式信息以便提高接收器性能。具体地说，传统的做法是将实相关性施加到接收的ATSC-DTV信号。换句话说，将接收的ATSC-DTV信号的同相分量与段同步数据模式和/或半帧同步数据模式相关联，以便检测各自同步模式的出现。使用实相关器(通常也称为“相关器”)是因为数字VSB调制信号具有离散值，而正交分量具有一个非离散值范围。例如，在ATSC-DTV信号中，VSB同相分量具有8个级别(±1，±3，±5，±7)，而正交分量是在实际上延伸到超出±7的范围内的非离散值，并且是希尔伯特变换和输入数据的函数。
在图3中示出了在ATSC-DTV段同步检测器500的背景下现有技术相关器的方块图。ATSC-DTV段同步检测器500包含相关器505、832长度积分器510(下文简称为积分器510)、峰值搜索单元515和段(seg.)同步发生器520。具体地说，接收的ATSC信号由解调器(未示出)解调，解调器提供解调信号101。将同相(I)分量101-1施加给相关器505，相关器505将信号101-1与已知的ATSC-DTV段同步模式相关联，用于接收ATSC-DTV信号中段同步信号的检测。如上所述，ATSC-DTV段同步信号是二级(二进制)4-码元未编码模式，其每832个码元在数据码元序列中出现一次。二进制表示是(1001)和码元表示是(+5-5-5+5)。相关器105包含如抽头555-1、555-2、555-3和555-4所代表的四抽头延迟线555，每个抽头分别对应一个的、如乘法器560-1、560-2、560-3和560-4所代表的相应一组乘法器(560)，和加法器560-5。为了简单起见，在图3中未示出适当的时钟信号。这样，相关器505通过延迟线555延迟了同相数据输入信号101-1，并且，正如从图3中看到的，将适当抽头输出乘以(经由乘法器260)模式(+1-1-1+1)，模式(+1-1-1+1)是段同步模式的按比例缩小形式。
简要地参照图4，表1示出了段同步模式(S)、段同步模式的按比例缩小形式(Ss)、和当数据信号101-1中的段同步信号与Ss相关联时图3的相关器500提供的相关性(C)结果。用于将长度N的实矢量A和B相关联的公式是由下式定义的长度2*N-1的矢量CorrA,B(m)=Σn=0N-m-1An*Bn+m,0≤m<NΣn=0N+m-1Bn*An-m,-N<m<0---(1)]]>
在表1中，C中的中心值+20对应于峰值位置。应该注意到，当两种模式在时间上相互偏移时，表1中C的-10、+5和-5对应于部分相关值，因此，不完全匹配。但是，这些部分相关值不超过峰值位置中的值。
返回到图3，加法器560-5经由输出信号506将C提供给积分器510。后者用832码元长度积分器，即，VSB数据段的大小累加来自相关器505的输出信号506。码元索引102是原始可以重置为零、和对于每个新输入数据码元加一的虚拟索引，它重复从0到831的模式。码元索引102由，例如，处理器(未示出)提供。由于正如本领域中已知的，接收VSB数据是随机的，所以数据码元位置上的积分器值往往平均为零。但是，由于四个段同步码元每832个码元重复一次，所以在段同步位置上的积分器值将与信号强度成比例地增大。如果信道脉冲响应存在多路径或回波，段同步码元也将出现在那些多路径延迟位置上。其结果是，多路径延迟位置上的积分器值也与回波幅度成比例地增大。但是，由于按定义，回波小于主路径，所以积分器510的832个码元位置的峰值搜索将产生最大积分器值的正确段同步位置。关于这一点，峰值搜索单元515在积分器510的832个码元位置上执行峰值搜索，以便得到上述峰值位置。来自峰值搜索单元515的输出信号对应于存储在积分器510中的832个值当中的峰值。段同步发生器520响应该峰值和相关码元索引值(经由信号102)，产生段同步标志521。例如，段同步标志521是在段同步信号的四个码元期间，具有“1”的值，否则，具有“0”的值的二进制信号。可替代地，段同步标志可以在段同步信号的第一个码元期间设置成“1”的值，否则，设置成“0”的值(段同步标志的使用与本发明概念无关，同样，这里将不再加以描述)。
从上面的情况来看，通过与上面在段同步检测器500的背景下描述相同的原理可以检测任何同步信号或同步模式。例如，半帧同步检测系统遵从与如上所述相同的原理，并且这里将不再加以讨论。值得注意的是如下与段同步检测器的差异(a)相关器搜索信号101-1以便得到出现在半帧同步模式中的已知PN序列；(b)积分器的长度与半帧的码元长度有关，而不是与段的码元长度有关；和(c)半帧同步标志(现在由半帧同步检测器提供)可以具有半帧同步的持续时间，或可以表示半帧同步的第一个码元。
我们已经认识到，由于实相关器只使用接收信号的同相分量，在接收器中实相关器的使用可能限制了接收器的性能。因此，按照本发明的原理，接收器包含用于提供解调信号的解调器和用于将解调信号与数据模式相关联的复相关器。
具体地说，在VSB调制信号中，通过希尔伯特变换使同相(I)分量和正交(Q)分量相互关联，也就是说，Q是I的希尔伯特变换。希尔伯特变换是对信号执行90°相位旋转的线性运算。我们已经认识到，由于信号的I和Q分量相关，但加性高斯白噪声(AWGN)过程的I和Q噪声分量不相关，所以通过处理I和Q分量两者，可以提高相关器性能(因此，可以提高接收器性能)。因此，按照本发明概念，接收器包括复相关器，以便除了在接收信号的I分量之外，还在Q分量中搜索训练信号或训练模式。
在图5中示出了按照本发明原理的例示性电视机10的高级方块图。电视(TV)机10包括接收器15和显示器20。举例来说，接收器15是ATSC兼容接收器。应该注意到，接收器15也可以是NTSC(国家电视系统委员会制式)兼容的，即，具有NTSC操作模式和ATSC操作模式，以便TV机10能够显示来自NTSC广播或ATSC广播的视频内容。为了在描述本发明概念时简单起见，这里只描述ATSC操作模式。接收器15接收广播信号11(例如，通过天线(未示出))，加以处理以便从中恢复施加给显示器20的，例如，HDTV(高清晰度电视)视频信号，，以便观看显示在其上的视频内容。按照本发明的原理，接收器15包括一个或多个复相关器。为了例示的目的，这里只在段同步检测器的背景下描述本发明概念。但是，本发明不局限于此。
在图6中示出了接收器15的相关部分的例示性方块图。解调器275接收中心在IF频率(FIF)上和带宽等于6MHz(兆赫)的信号274。解调器275将解调接收的ATSC-DTV信号201提供给带有复相关器(段同步检测器)的段同步检测器200，按照本发明的原理，段同步检测器200对解调信号的I和Q分量两者执行复相关联，以便用在提供段同步标志521中。具体地说，如图7所示和如下面进一步所述，段同步检测器200的复相关器将解调信号201的同相分量201-1与ATSC段同步模式相关联，和将解调信号201的正交分量201-2与ATSC段同步模式的希尔伯特变换相关联(应该注意到，与本发明概念无关的接收器15的其它处理块不在此显示，例如，提供信号274的RF前端等)现在转到图7，图7示出了按照本发明原理的段同步检测器200的例示性方块图。从图7中可以看到，段同步检测器200与图3的段同步检测器500类似，除了复相关器205对解调信号201的同相(I)分量201-1和正交(Q)分量201-2两者进行操作以便搜索段同步模式之外。
现在参照图8，图8示出了复相关器205的例示性方块图。相关器205包含同相处理部分、正交处理部分和组合器245。同相处理部分是如抽头255-1、255-2、255-3和255-4所代表的四抽头延迟线255、如每个抽头分别对应一个的乘法器260-1、260-2、260-3和260-4所代表的相应一组乘法器(260)、和加法器260-5。为了简单起见，在图8中未示出适当的时钟信号。这样，相关器205的这个部分通过延迟线255延迟了解调信号201的同相分量201-1，并且，正如从图8中看到的，将适当抽头输出乘以(经由乘法器260)模式(+1-1-1+1)，模式(+1-1-1+1)是上述段同步模式的按比例缩小形式。最后，将所有四个乘法器输出加在一起(经由加法器260-5)。现在转到正交处理部分。这个部分是如抽头265-1、265-2、265-3和265-4所代表的四抽头延迟线265、如每个抽头分别对应一个的乘法器270-1、270-2、270-3和270-4所代表的相应一组乘法器(270)、和加法器270-5。再次，为了简单起见，在图8中未示出适当的时钟信号。相关器205的正交部分通过延迟线265延迟了解调信号201的正交分量201-2，并且，正如从图8中看到的，将适当抽头输出乘以(经由乘法器270)模式(+1+1-1-1)，如下所述，模式(+1+1-1-1)是段同步模式的希尔伯特变换的按比例缩小形式(在此也称为段同步模式的正交分量)。最后，将所有四个乘法器输出加在一起(经由加法器270-5)。
简要地参照图9，按照本发明的原理，表2示出了与接收信号Q分量有关的附加模式。具体地说，表2示出了段同步模式的希尔伯特变换Sh、相应按比例缩小形式SSh和根据(上面)方程(1)的Sh和Ssh之间的相关性，即，Ch。按照本发明的原理，现在通过使用图8的复相关器205开发表1(如图4所示)的C和表2的Ch之间产生的相似性。
现在返回到图8，复相关器205的组合器245组合C和Ch以便产生Ccomb。举例来说，Ccomb＝C+Ch。在这种情况下，Ccomb＝(0-200+400-200)。按照本发明的原理，应该注意到，一些部分相关值消失了，但峰值加倍了，这表明相关性增强了。将输出信号206Ccomb施加给图7的积分器510。如图7所示的段同步检测器200的其余单元起如前所述的作用，以便提供段同步标志521。
应该注意到，按照本发明原理的其它变体也是可以的。例如，组合器245可以按照如下方程起作用Ccomb＝|C|+|Ch|，其中，|x|代表x的绝对值或x的平方。在这种情况下，当使用绝对值时，Ccomb＝(+10+20+10+40+10+20+10)。没有一个部分相关值消失，而是幅度都增大了，并且，峰值加倍了，这表明相关性增强了。
在图10中示出了按照本发明原理的另一个实施例。除了交换I和Q输入信号之外，复相关器205′与图8的复相关器205类似。在这里也将此称为正交复相关器。正如从图10中看到的，Q分量201-2施加给复相关器205′的同相处理部分，和I分量201-1施加给复相关器205′的正交处理部分。关于这一点，同相处理部分提供Ss和Sh之间的相关性，即，Sq和正交处理部分提供Ssh和S之间的相关性，即，Sqh。
简要地参照图11，按照本发明的原理，表3示出了与如图10所示的实施例有关的附加模式Cq和Cqh。由于Cq和Cqh彼此相反，相关器205′的组合器执行减法，即，Ccomb＝Cq-Cqh。这样，Ccomb＝(+20-60+60-2)。
在按照本发明原理的另一个实施例中，相关器205′的组合器245按照如下方程起作用Ccomb＝|Cq|+|Cqh|，其中，|x|代表x的绝对值或x的平方。在这种情况下，当使用绝对值时，Ccomb＝(+20+60+60+2)。
在图12中示出了用在接收器中的按照本发明原理的例示性流程图。在步骤310中，接收器接收具有同相(I)分量和正交(Q)分量的输入信号。在步骤315中，接收器将一个分量与数据模式相关联和将另一个分量与数据模式的希尔伯特变换相关联。步骤315的例子是前面在将ATSC段同步信号作为数据模式的背景下提供的。例如，如例示在图8的相关器205中的，可以将I分量与段同步信号相关联，而将Q分量与段同步信号的希尔伯特变换相关联。相反，如例示在图10的相关器205′中的，可以将I分量与段同步信号的希尔伯特变换相关联，而将Q分量与段同步信号相关联。最后，在步骤320中，提供组合相关信号Ccomb，作为输出信号。
本发明概念应用于接收器的其它处理单元。例如，将本发明概念应用于具有复输入信号(即，带有同相和正交分量)的质心计算器，由于复相关器的性能较好而导致信道虚拟中心的估计较好。另外，将本发明概念和非泄漏积分器应用于质心计算器导致质心计算器不受解调信号中的码元定时相位模糊影响。
在描述本发明概念之前，在图13中示出了用在ATSC-DTV系统中的现有技术质心计算器100的方块图。质心计算器100包含相关器105、泄漏积分器110、平方器115、峰值搜索单元120、乘法器125、第一积分器130、第二积分器135和相位检测器140。质心计算器100基于段同步信号、每码元一个样本和只包含同相(实)分量(101-1)的数据输入信号101。数据输入信号101代表由解调器(未示出)提供的解调接收ATSC-DTV信号。
数据输入信号101-1施加给相关器105，以便检测其中的段同步信号(或模式)。如前所述，段同步信号具有重复模式并且两个相邻段同步信号之间的距离相当大(832个码元)。这样，段同步信号可以用于估计信道脉冲响应，信道脉冲响应接下来又用于估计信道虚拟中心或质心。相关器105将数据输入信号101的同相分量101-1与ATSC-DTV段同步，即，二进制表示的 或VBS码元表示的[+5-5-5+5]的特性相关联。然后将来自相关器105的输出信号施加给泄漏积分器110。后者具有832个码元的长度，这等于一段中的码元数。由于VSB数据是随机的，在数据码元位置上的积分器值将平均为零。但是，由于四个段同步码元每832个码元重复一次，在段同步位置上的积分器值将与信号强度成比例地增大。如果信道脉冲响应存在多路径或回波，段同步码元将出现在那些多路径延迟位置上。其结果是，多路径延迟位置上的积分器值也与回波幅度成比例地增大。泄漏积分器是这样操作的，在进行峰值搜索之后，每当积分器加上一个新数时，其就减去一个常数值。这样做是为了避免硬件溢出。平方器115对832个泄漏积分器值求平方。将结果输出信号，或相关器信号116发送到峰值搜索单元120和乘法器125(应该注意到，取代求平方，单元115也可以提供其输入信号的绝对值)。
随着每个泄漏积分器值(相关器信号116)被施加给峰值搜索单元120，相应码元索引值(码元索引119)也被施加给峰值搜索单元120。码元索引119是原始可以重置为零和对于每个新泄漏积分器值加一的虚拟索引，它重复从0到831的模式。峰值搜索单元120在832个平方的积分器值(相关器信号116)上执行峰值搜索，并提供对应于与832个平方的积分器值当中的最大值相联系的码元索引的峰值信号121。峰值信号121用作信道的初始中心并施加给第二积分器135(如下所述)。
泄漏积分器值(相关器信号116)还通过从当前码元索引到初始中心的相对距离加权，然后，通过反馈环路或质心计算环路确定加权的中心位置。质心计算环路包含相位检测器140、乘法器125、第一积分器130和第二积分器135。该反馈环路从完成峰值搜索和用初始中心或峰值峰值初始化第二积分器135之后开始。相位检测器140计算当前码元索引(码元索引119)与虚拟中心值136之间的距离(信号141)。加权值126经由乘法器125计算和馈送到第一积分器130，第一积分器130为每组832个码元累计加权值。如上所述，第二积分器135最初被设置成峰值，然后开始累加第一积分器130的输出，以便产生虚拟中心值或质心136。图13中的所有积分器都隐含比例因子。
一旦确定了虚拟中心值136，就在接收器中本地重新生成(未示出)像段同步信号和帧同步信号的VSB参考信号，以便对准虚拟中心。其结果是，在均衡器中形成抽头以便均衡信道，使得均衡数据输出对准虚拟中心。
从图13中可以容易地衍生出上面参照图13所述的系统到复数据输入信号(同相和正交分量)、每码元两个样本或基于帧同步设计的扩展系统。
例如，如果数据输入信号是复数，那么，如图14所示，质心计算器(现在也称为“复质心计算器”)分开处理数据输入信号的同相(I)和正交(Q)分量。具体地说，数据输入信号的同相分量(101-1)经由相关器105-1、泄漏积分器110-1和平方器115-1来处理；而数据输入信号的正交分量(101-2)经由相关器105-2、泄漏积分器110-2和平方器115-2来处理。这些单元的每一个以与上面在图13中所述的那些相同的方式起作用。尽管在图中未示出，但可以从每个平方器单元中生成码元索引。来自每个平方器(115-1和115-2)的输出信号经由加法器180加在一起以便提供相关器信号116，其余处理与上面参照图13所述的相同。
关于每码元两个样本质心计算器，举例来说，使用T/2间隔(其中，T对应于码元间隔)。例如，段同步检测器具有与T/2间隔段同步特性匹配的T/2间隔值，泄漏积分器长为2×832和码元索引遵从0，0，1，1，2，2，...，831，831模式，而不是0，1，2，...，831模式。
最后，对于基于帧同步信号的质心计算器，应该注意到如下情况。由于帧/半帧同步信号包括832个码元和每隔313个段到达一次，这比分布在信道中的任何实际多路径都长，因此，在确定任何多路径信号时不会有什么问题。与图13中的段同步检测器不同，异步PN511相关器可以用于测量信道脉冲响应(如果只使用832个帧同步码元当中的PN511)(PN511是伪随机数序列，和在前述ATSC标准中作了描述)。除了对至少一个完整半帧的持续时间进行处理之外，另外的处理都与上面针对图13所述的处理相似。将相关值发送到峰值搜索功能块，以便在一个半帧时间上进行峰值搜索。因此，这个峰值的码元索引将用作初始虚拟中心点。一旦确定了初始中心点，那么，只有当相关输出在预定阈值之上和在初始虚拟中心点前后的某个范围内时才分析相关结果，例如，相关输出在预定值之上的围绕初始中心位置+/-500个码元。准确的范围由在真实环境中期望遇到的实际信道脉冲响应长度和可用均衡器的长度两者决定。其余处理与前面针对图13所述的相同。
现在转到图15，图15示出了按照本发明原理的质心计算器600的一个例示性实施例。质心计算器600与图13的质心计算器100类似，例如，质心计算器600基于段同步信号和每码元一个样本。但是，与质心计算器100不同，质心计算器600包括复相关器205。因此，质心计算器600要求带有同相(I)和正交(Q)分量的复数据输入。如前所述，复相关器205除了在输入数据信号的I分量中搜索同步模式之外，也在Q分量中搜索同步模式。还应该注意到，积分器110是832个码元泄漏积分器。泄漏积分器在峰值搜索之后减去一个常数值，以免硬件溢出。
在图16中示出了按照本发明原理的另一个例示性实施例。后者示出了使质心计算器600能够以与上述复质心计算器相似的方式操作，但其具有复相关器的质心计算器600的相关修正部分。如图16所示的布局与如图14所示的布局相似，除了复相关器205处理解调信号201的I和Q分量，而复相关器的另一种形式(上述正交复相关器205′)也处理解调信号201的I和Q分量之外。另外，图16的布局的操作也与上述图14的布局的操作相似。
我们已经观察到，用于确定信道虚拟中心的上述手段未解决错误码元定时相位对输入到质心计算器的数据，因此，对质心估计值的影响。换句话说，上述手段未解决质心计算中解调器码元定时模糊的影响和未设法校正这种模糊。因此，按照本发明的原理，本发明提出了包含复相关器和不受码元定时模糊影响的质心计算器的另一个实施例。
现在转到图17，图17示出了按照本发明原理的质心计算器650的例示性实施例。质心计算器650与图15的质心计算器600类似，例如，质心计算器650基于段同步信号和每码元一个样本，并包括复相关器205。但是，与质心计算器600不同，积分器是832个码元非泄漏积分器185。非泄漏积分器在峰值搜索之后不减去一个常数值来避免硬件溢出。取而代之，必须仔细地选择积分器的字长，以便允许无任何溢出的计算。
利用带有复相关器(其后面紧跟着非泄漏积分器)的段同步检测得益于如下观察，与解调信号201中的任何码元定时模糊无关，质心计算器将取得与由正确解码器样本取得相同的峰值。其结果是，质心计算器650不受码元定时模糊影响(超过图13的质心计算器100)，以及图15和图16的质心计算器600的明显优点，它们都使用了带有复相关器和泄漏积分器的质心计算器。使用质心计算器650的另外优点是由于如下事实，回波延迟未必是码元周期的倍数。因此，一些回波峰值可以在码元周期的分数样本上。由于复相关器的使用使质心计算器650能够独立于样本，所以即使这些回波峰值与分数样本相联系，质心计算器650也将正确地感知到回波峰值。
在图18中示出了按照本发明原理的另一个例示性实施例。后者示出了使质心计算器650能够以与上述复质心计算器相似的方式操作，但其带有复相关器的质心计算器650的相关修正部分。如图18所示的布局与如图16所示的布局相似，除了如图18所示，也使用非泄漏积分器185-1和185-2之外。另外，图18的布局的操作也与上述图16的布局的操作相似。
现在转到图19，图19示出了另一个例示性实施例。该实施例与如图15和17所示的那些相似，除了在由乘法器125执行的加权操作之前，包含限幅器265之外。限幅器265的操作显示在图20的例示性流程图中。在步骤705中，限幅器265等待峰值搜索的完成。一旦峰值搜索完成，限幅器265就在步骤710中设置阈值。举例来说，将阈值设置成等于(peak/K)，其中，K的值通过实验选择。在步骤715中，限幅器265确定相关器值(116)是否大于设置的阈值。如果相关器值(116)大于设置的阈值，那么，限幅器265在步骤720中不对相关器值(116)限幅，即，在图19中，信号266的值等于信号116的值。但是，如果相关器值(116)小于等于阈值，那么，限幅器265在步骤725中将信号266的值设置成等于例示性限幅器值L。在本例中，L等于0。其结果是，在步骤725中，信号266被设置成等于0。
限幅器265背后的想法是由于如下事实，相关性的概念和在积分器中随机数据和噪声累加成零的假设采取了接近无界序列大小的大样本。但是，质心计算和随后积分发生在有限时间内。事实上，由于用于质心计算的时间影响用于接收器锁定的总时间，所以感兴趣的是使质心计算器时间达到最短。因此，在积分器中存在也是质心计算器操作时间函数的、与数据输入和实际输入噪声相联系的残留噪声。，除了在含有零或接近零dB回波的信道中之外，该残留噪声不可能影响峰值搜索。但是，由于加权值(图19的信号126)是相关值与从当前码元到中心的距离的乘积，所以远离峰值的位置中的噪声可能对最后计算有重大贡献。这样，通过提供如上所述的限幅器，可以消除相关器积分器中的残留噪声，从而改善加权值估计。如果阈值是峰值的函数，消除了对由可能的解调器载波相位和码元定时模糊，或自动增益控制(AGC)不匹配引起的不匹配操作的过分限幅，那么，这个限幅器更加有效，使用限幅器的缺点在于，理论上，因为小的级别被限幅器忽略了，质心计算器局限于只包括某个强度级以上的回波。但是，步骤710中常数K的适当选择将定义哪些相关值是残留噪声的结果和哪些值是实际回波之间的平衡。带有或不带有限幅器的质心计算器都不能适当地解决在残留噪声级以下的任何回波强度级。举一个例子来说，对于K＝26，限幅器忽略了主信号以下大约18dB的任何回波。
将限幅器加入质心计算器中可应用于这里描述的所有实施例，例如，如图13所示的质心计算器布局。
按照本发明原理的这里描述的所有例示性实施例可以推广到对ATSC-DTV系统的半帧同步执行相关联，也就是说，对构成半帧同步的四个分PN序列或它们的缩短形式执行相关联。像表1和2和方程(1)中的，可以相同地为半帧同步获得相关性C和希尔伯特相关性Ch。
从上面的情况来看，按照本发明原理的这里描述的所有例示性实施例可以推广到对任何训练模式或它的缩短形式执行相关联。像表1和2和方程(1)中的，可以相同地为任何训练模式获得相关性C、Ch、Cq、和Cqh。
上文只例示了本发明的原理，因此，应该认识到，本领域的普通技术人员能够设计出尽管这里未明确描述但体现本发明原理、和在本发明的精神和范围内的许多可替代布局。例如，尽管是在分立功能单元的背景下例示的，但这些功能单元可以具体化在一个或多个集成电路(IC)上。类似地，尽管被显示成分立单元，但任何或所有单元都可以在存储程序控制处理器，例如，数字信号处理器中实现，该处理器执行相关软件，该相关软件对应于，例如，图12等所示的一个或多个步骤。此外，尽管被显示成安装在电视机10内的单元，但其中的单元也可以以任何组合方式分布在不同单元中。例如，图5的接收器15可以是设备，像在物理上与设备分开的机顶盒的盒子，或组合显示器20的盒子等的组成部分。此外，应该注意到，尽管是在地面广播的背景下描述的，但本发明的原理可应用于其它类型的通信系统，例如，卫星、闭路等。因此，应该明白，可以对例示性实施例作各种各样修改，和可以设计出其它布局，而不偏离如所附权利要求书限定的本发明的精神和范围。
权利要求书(按照条约第19条的修改)1.一种接收器，包含解调器，用于提供解调信号；和同步检测器，包括用于将解调信号与ATSC-DTV(高级电视系统委员会-数字电视)同步信号相关联的复相关器，以便于同步检测器检测。
2.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述同步信号是ATSC-DTV段同步信号。
3.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述同步信号是ATSC-DTV帧同步信号。
4.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述解调信号包含同相分量和正交分量，和所述复相关器包含同相相关器，用于将解调信号的一个分量与同步信号相关联；正交相关器，用于将解调信号的另一个分量与同步信号的希尔伯特变换相关联；和组合器，用于从同相相关器和正交相关器中提供组合相关结果。
5.根据权利要求4所述的接收器，其中，所述同相相关器将解调信号的同相分量与同步信号相关联。
6.根据权利要求4所述的接收器，其中，所述正交相关器将解调信号的正交分量与同步信号的希尔伯特变换相关联。
7.根据权利要求4所述的接收器，其中，所述同相相关器将解调信号的正交分量与同步信号相关联。
8.根据权利要求4所述的接收器，其中，所述正交相关器将解调信号的同相分量与同步信号的希尔伯特变换相关联。
9.一种用在接收器中的方法，该方法包含如下步骤提供信号；(a)将信号的一个分量与ATSC-DTV(高级电视系统委员会-数字电视)同步信号相关联；(b)将信号的另一个分量与同步信号的希尔伯特变换相关联；和从步骤(a)和(b)中提供组合相关结果。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述同步信号是ATSC-DTV段同步信号。
11.根据权利要求9所述的方法，其中，所述同步信号是ATSC-DTV帧同步信号。
12.根据权利要求9所述的方法，其中，步骤(a)将信号的同相分量与同步信号相关联。
13.根据权利要求9所述的方法，其中，步骤(b)将信号的正交分量与同步信号的希尔伯特变换相关联。
14.根据权利要求9所述的方法，其中，步骤(a)将信号的正交分量与同步信号相关联。
15.根据权利要求9所述的方法，其中，步骤(b)将信号的同相分量与同步信号的希尔伯特变换相关联。
权利要求
1.一种接收器，包含解调器，用于提供解调信号；和复相关器，用于将解调信号与数据模式相关联。
2.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述数据模式是ATSC-DTV(高级电视系统委员会-数字电视)段同步信号。
3.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述数据模式是ATSC-DTV(高级电视系统委员会-数字电视)帧同步信号。
4.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述解调信号包含同相分量和正交分量，和所述复相关器包含同相相关器，用于将解调信号的一个分量与数据模式相关联；正交相关器，用于将解调信号的另一个分量与数据模式的希尔伯特变换相关联；和组合器，用于从同相相关器和正交相关器中提供组合相关结果。
5.根据权利要求4所述的接收器，其中，所述同相相关器将解调信号的同相分量与数据模式相关联。
6.根据权利要求4所述的接收器，其中，所述正交相关器将解调信号的正交分量与数据模式的希尔伯特变换相关联。
7.根据权利要求4所述的接收器，其中，所述同相相关器将解调信号的正交分量与数据模式相关联。
8.根据权利要求4所述的接收器，其中，所述正交相关器将解调信号的同相分量与数据模式的希尔伯特变换相关联。
9.根据权利要求4所述的接收器，其中，所述数据模式是ATSC-DTV(高级电视系统委员会-数字电视)段同步信号。
10.根据权利要求4所述的接收器，其中，所述数据模式是ATSC-DTV(高级电视系统委员会-数字电视)帧同步信号。
11.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述复相关器是用于确定信道虚拟中心的质心计算器的组成部分。
12.根据权利要求11所述的接收器，其中，所述质心计算器包括用于随阈值而变地对其中的相关值限幅的限幅器。
13.根据权利要求12所述的接收器，其中，所述阈值是峰值相关值的函数。
14.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述复相关器是用于确定信道虚拟中心的复质心计算器的组成部分。
15.根据权利要求14所述的接收器，其中，所述质心计算器包括用于随阈值而变地对其中的相关值限幅的限幅器。
16.根据权利要求15所述的接收器，其中，所述阈值是峰值相关值的函数。
17.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述复相关器是用于检测ATSC-DTV(高级电视系统委员会-数字电视)段同步信号的段同步检测器的组成部分。
18.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述复相关器是用于检测ATSC-DTV(高级电视系统委员会-数字电视)帧同步信号的帧同步检测器的组成部分。
19.一种用在接收器中的方法，该方法包含如下步骤提供信号；和在信号与数据模式上执行复相关联。
20.根据权利要求19所述的方法，其中，所述数据模式是ATSC-DTV(高级电视系统委员会-数字电视)段同步信号。
21.根据权利要求19所述的方法，其中，所述数据模式是ATSC-DTV(高级电视系统委员会-数字电视)帧同步信号。
22.根据权利要求19所述的方法，进一步包含如下步骤随所执行的复相关联而变地确定信道虚拟中心。
23.根据权利要求19所述的方法，其中，确定步骤包括如下步骤随阈值而变地对相关值限幅。
24.根据权利要求23所述的方法，其中，所述阈值是峰值相关值的函数。
25.根据权利要求22所述的方法，其中，确定步骤随非泄漏积分器而变地确定信道虚拟中心。
26.根据权利要求25所述的方法，其中，确定步骤包括如下步骤随阈值而变地对由非泄漏积分器提供的相关值限幅。
27.根据权利要求26所述的方法，其中，所述阈值是峰值相关值的函数。
28.根据权利要求19所述的方法，其中，所述信号包括同相分量和正交分量，和执行步骤包括如下步骤(a)将信号的一个分量与数据模式相关联；和(b)将信号的另一个分量与数据模式的希尔伯特变换相关联；和从步骤(a)和(b)中提供组合相关结果。
29.根据权利要求28所述的方法，其中，步骤(a)将信号的同相分量与数据模式相关联。
30.根据权利要求28所述的方法，其中，步骤(b)将信号的正交分量与数据模式的希尔伯特变换相关联。
31.根据权利要求28所述的方法，其中，步骤(a)将信号的正交分量与数据模式相关联。
32.根据权利要求28所述的方法，其中，步骤(b)将信号的同相分量与数据模式的希尔伯特变换相关联。
33.根据权利要求28所述的方法，其中，所述数据模式是ATSC-DTV(高级电视系统委员会-数字电视)段同步信号。
34.根据权利要求28所述的方法，其中，所述数据模式是ATSC-DTV(高级电视系统委员会-数字电视)帧同步信号。
35.根据权利要求28所述的方法，进一步包含如下步骤随组合相关结果而变地确定信道虚拟中心。
36.根据权利要求35所述的方法，其中，确定步骤包括如下步骤随阈值而变地对组合相关结果的值限幅。
37.根据权利要求36所述的方法，其中，所述阈值是峰值组合相关结果值的函数。
38.根据权利要求35所述的方法，其中，确定步骤随非泄漏积分器而变地确定信道虚拟中心。
39.根据权利要求38所述的方法，其中，确定步骤包括如下步骤随阈值而变地对非泄漏积分器提供的相关值限幅。
40.根据权利要求39所述的方法，其中，阈值是峰值相关值的函数。
全文摘要
接收器包含解调器和复相关器。解调器解调接收信号并提供解调信号。复相关器将解调信号的同相分量与数据模式相关联和将解调信号的正交分量与数据模式的希尔伯特变换相关联。
文档编号H04L27/06GK1954570SQ200580015380
公开日2007年4月25日 申请日期2005年3月29日 优先权日2004年5月12日
发明者伊冯特·马克曼 申请人:汤姆森特许公司