本发明涉及逆变器控制装置。
背景技术：
：在下述专利文献1中记载了具有逆变器的电机控制装置。该电机控制装置通过二相调制对逆变器的开关进行控制。电机控制装置在以双靠模式实施二相调制时，每隔规定时间对靠上状态和靠下状态进行切换。在先技术文献专利文献专利文献1：日本专利第4426433号公报技术实现要素：发明要解决的问题在专利文献1所记载的电机控制装置中，由于通过逆变器进行驱动的电机的电流脉动而产生噪声及振动。本发明正是为了解决上述问题而提出的，其目的在于提供一种能够抑制因电气负载的电流脉动而引起的噪声及振动的逆变器控制装置。用于解决问题的手段本发明的逆变器控制装置具有：二相调制模式设定单元，其具有第1判定单元，并根据逆变器的输出频率指定用于驱动逆变器的二相调制模式；以及二相调制处理单元，其根据电压指令和由二相调制模式设定单元指定的二相调制模式实施二相调制，第1判定单元判定在设x为奇数时逆变器的输出频率的3x倍频率是否包含在预先设定的频带中，二相调制模式设定单元在判定为逆变器的输出频率的3x倍频率包含在频带中的情况下，将靠上模式或者靠下模式指定为二相调制模式，在判定为逆变器的输出频率的3x倍频率不包含在频带中的情况下，将按照电压指令的绝对值及极性切换靠上状态和靠下状态的双靠模式指定为二相调制模式。发明效果根据本发明，能够抑制由于逆变器所驱动的电气负载的电流脉动而引起的噪声及振动。附图说明图1是PWM逆变器的开关电路图。图2是示出基于靠上模式的二相调制的占空比指令的变化的图。图3是示出基于靠下模式的二相调制的占空比指令的变化的图。图4是示出基于双靠模式的二相调制的占空比指令的变化的图。图5是用于说明死区导致的逆变器输出电压脉冲的延迟的图。图6是用于说明对负载电流叠加脉动成分的方式的图。图7是示出负载电流中产生逆变器输出频率的3倍的周期的电流脉动的仿真结果的一例的图。图8是本发明的实施方式1的逆变器控制装置的结构图。图9是用于说明本发明的实施方式1的死区补偿的图。图10是用于说明本发明的实施方式1的死区补偿的图。图11是本发明的实施方式3的逆变器控制装置的结构图。图12是本发明的实施方式3的逆变器输出电压估计用的表。图13是本发明的实施方式3的逆变器输出电压估计用的表。具体实施方式参照附图详细地说明本发明。在各个附图中对相同或者相当的部分标注相同的标号，并适当简化或者省略重复的说明。另外，本发明并不受以下的实施方式限定。实施方式1逆变器控制装置与PWM逆变器连接。PWM逆变器与电气负载连接。电气负载例如是交流电机。图1是PWM逆变器的开关电路图。图1示出了二电平三相逆变器的开关电路。开关电路从直流母线接受直流电的供给。两个开关元件串联连接于直流母线的高电位侧和低电位侧之间。开关电路具有3对串联连接的开关元件。3对开关元件并联连接。各个开关元件对与电气负载的U相、V相及W相中的任意一方对应。回流二极管并联连接于各开关元件。将与直流母线的高电位侧连接的开关元件称为上臂。将与直流母线的低电位侧连接的开关元件称为下臂。另外，将从开关电路朝向电气负载的电流的极性设为正。PWM逆变器通过切换多个开关元件的导通及截止，输出期望形态的电压。逆变器控制装置通过PWM(pulsewidthmodulation：脉宽调制)生成对PWM逆变器的开关指令。例如，在将直流电变换为交流电的情况下，逆变器控制装置根据电压指令及直流输入的电压值求出占空比指令。逆变器控制装置根据占空比指令和作为载波的三角波的比较结果，生成开关指令。另外，电压指令表示想要从PWM逆变器输出的电压。占空比指令表示开关指令的脉宽的比率。载波的频率相比占空比指令的频率足够高。在PWM逆变器的开关元件中产生导通损耗及伴随开关的开关损耗等。用于抑制这些损耗的控制技术中的一种就是二相调制。二相调制通过操作电压指令降低开关次数来实现开关损耗的削减。在二相调制中，与三相调制相比，开关次数被降低至2/3。下面，将二相调制的具体方式称为二相调制模式。参照图2～图4对多个二相调制模式进行说明。图2～图4示出基于二相调制的占空比指令的变化的图。在图2～图4中省略了载波波形的记载。另外，设PWM逆变器是二电平三相逆变器。逆变器控制装置根据电压指令生成占空比指令。逆变器控制装置根据占空比指令与载波的比较结果生成开关指令。PWM逆变器根据开关指令进行驱动。在逆变器输出电压中交替地出现了零电压矢量区间和非零电压矢量区间。此时，夹在载波的顶点之间的非零电压矢量是相同的。在二相调制中，通过利用该现象而连接非零电压矢量，来实现开关的省略。另外，零电压矢量区间是指逆变器输出线电压为零的区间。图2是示出基于靠上模式的二相调制时的占空比指令的变化的图。图2示出了在载波的峰进行非零电压矢量连接的二相调制处理。在这种情况下，逆变器控制装置将三相中为正值且绝对值为最大的相的电压指令固定为最大规定值。在电压指令为最大规定值的相中不产生开关。逆变器控制装置在维持线电压的状态下使剩余两相的电压指令向正方向滑动。以下，将这样使各相的电压指令或者占空比指令变化的情况称为“靠上”。将通过“靠上”而省略开关的二相调制模式称为“靠上模式”。另外，将以不产生开关的方式电压指令被固定的相称为“固定相”。将不是固定相的相称为“非固定相”。图3是示出基于靠下模式的二相调制时的占空比指令的变化的图。图3示出了在载波的谷进行非零电压矢量连接的二相调制处理。在这种情况下，逆变器控制装置将三相中为负值且绝对值为最大的相的电压指令固定为最小规定值。在电压指令为最小规定值的相中不产生开关。逆变器控制装置在维持线电压的状态下使剩余两相的电压指令向负方向滑动。以下，将这样使各相的电压指令或者占空比指令变化的情况称为“靠下”。将通过“靠下”而省略开关的二相调制模式称为“靠下模式”。图4是示出基于双靠模式的二相调制时的占空比指令的变化的图。图4示出了将靠上模式和靠下模式相结合的二相调制处理。在这种情况下，逆变器控制装置依次选择三相中电压指令的绝对值为最大的相作为固定相。逆变器控制装置在被选择为固定相的相的电压指令的符号为正时进行“靠上”。逆变器控制装置在被选择为固定相的相的电压指令的符号为负时进行“靠下”。以下，将这样切换靠上状态和靠下状态而省略开关的二相调制模式称为“双靠模式”。另外，双靠模式中的靠上状态和靠下状态的切换不仅可以根据电压指令的符号及绝对值的大小进行，而且也可以根据电压指令相位进行。PWM逆变器的开关元件不瞬间切换导通和截止。因此，为了防止上臂的开关元件和下臂的开关元件之间的短路而设置死区。在死区区间中，上臂及下臂的开关元件都截止。死区区间的逆变器输出电压由电流的极性确定。其结果是，在逆变器输出电压中产生相对于电压指令的误差。将对该误差的补偿称为死区补偿。在此，对死区补偿进行说明。逆变器控制装置按照电流的极性，将死区补偿值与电压指令相加或者相减。作为电压值的死区补偿值是根据下式(1)计算的。在电流的极性为正的情况下，逆变器控制装置将电压指令与(1)式的计算值相加。在电流的极性为负的情况下，逆变器控制装置从电压指令中减去式(1)的计算值。Td表示死区长度。Vdc表示向PWM逆变器输入的直流电压的大小。fc表示载波频率。[式1]Td·fc·Vdc······(1)通过死区补偿，载波的顶点之间的区间中的逆变器输出电压的时间平均值与电压指令一致。但是，由于存在死区，非零电压矢量区间出现的定时存在偏差。具体而言，与没有死区的情况相比，逆变器输出电压脉冲产生Td/2的延迟。图5是用于说明死区导致的逆变器输出电压脉冲的延迟的图。图5所示的占空比指令的波形例如是将图2等所示的波形的极短时间的范围放大而得到的波形。图5的(A)示出没有死区的理想的PWM逆变器的逆变器输出端子电压。在理想的PWM逆变器中，在占空比指令超过载波的条件下，上臂的开关元件导通。在上臂的开关元件导通的期间，从逆变器输出端子输出Vdc的电压脉冲。图5的(B)示出对存在死区的PWM逆变器不实施死区补偿时的逆变器输出端子电压。其中，设电流的极性为正。在PWM逆变器存在死区的情况下，对开关元件的指令在从截止状态转入导通状态的定时被插入延迟。在死区区间中，上臂及下臂的开关元件都截止。由于电流的极性为正，因此在死区区间中，电流流过与下臂的开关元件并联的回流二极管。因此，通过回流二极管，逆变器直流输入电压的低电位侧电压表现为逆变器输出端子电压。因此，在死区区间中，逆变器输出端子电压为零。其结果是，与图5的(A)相比，电压脉冲的宽度减小。图5的(C)示出对存在死区的PWM逆变器实施死区补偿时的逆变器输出端子电压。逆变器控制装置将作为根据式(1)计算出的电压值的死区补偿值换算成作为占空比指令的值，来实施死区补偿。在图5的(C)中，通过死区补偿，在上臂的开关元件从截止状态转入导通状态的定时对电压脉冲的宽度进行补偿。并且，在上臂的开关元件从导通状态转入截止状态的定时对电压脉冲的宽度进行补偿。其结果是，电压脉冲的宽度与图5的(A)的情况一致。在仅关注于载波的从峰到谷的区间时，在图5的(C)中，电压脉冲的宽度比图5的(A)时减小。并且，在仅关注于载波的从谷到峰的区间时，在图5的(C)中，电压脉冲的宽度比图5的(A)时增加。但是，由于在其它的相中同样也产生电压脉冲的宽度的增减，因而线电压被维持。其结果是，能够得到与电压指令相同的逆变器输出电压。但是，在图5的(C)中，与图5的(A)相比，电压脉冲的产生定时延迟Td/2。在实施二相调制时同样也产生该死区导致的非零电压矢量区间的偏移。这是因为在实施二相调制时，虽然在固定相中不产生开关，但是在非固定相中开关的定时延迟。在从PWM逆变器向电气负载供给电力的情况下，在负载电流中由于开关而包含电流脉动。并且，也存在随着开关而产生噪声的情况。为了避免电流脉动及噪声，往往将负载电流的采样定时设定在零电压矢量区间的中心附近。即，往往将负载电流的采样定时设定在载波的顶点的定时。图6是用于说明对负载电流叠加脉动成分的方式的图。图6示出了在以靠上模式实施二相调制时的负载电流。图6中的“平均电流”表示负载电流的平均值。如图6所示，在没有死区的情况下，载波顶点的定时位于零电压矢量区间或者非零电压矢量区间的中心附近。但是，在存在死区的情况下，载波顶点的定时偏离零电压矢量区间或者非零电压矢量区间的中心附近。由此，在载波顶点的定时实施的电流采样是在相对于零电压矢量区间的中心附近偏离的定时进行的。另外，在实施二相调制时，载波顶点的定时不限于在零电压矢量区间内。在图6的例子中，载波的谷的定时在零电压矢量区间内，而载波的峰的定时在非零电压矢量区间内。这样，在实施二相调制时，电流采样也在非零电压矢量区间中进行。因此，由于死区导致的电压脉冲产生定时的延迟，即使是在非零电压矢量区间的采样，也产生与该矢量区间中心附近的相对性的定时的偏离。因此，如图6所记载的那样，在实施二相调制时，在载波的峰的定时和谷的定时，产生是零电压矢量区间还是非零电压矢量区间的差异。而且，还结合死区导致的输出电压脉冲的延迟，在载波的峰的定时和谷的定时，电流脉动的表现方式不一样，所采样的电流值被叠加了电流脉动的量。例如，在仅在载波的谷的定时进行电流采样的情况下，如图6中黑圆点所记载的那样，相较电流的平均值略大的电流值被采样。以上，根据图6对二相调制的靠上模式时进行了说明，在二相调制的靠下模式时，采样电流值同样受到电流脉动的影响。但是，在靠下模式时出现载波的谷附近的非零电压矢量区间。因此，在靠下模式时，电流脉动的影响也是靠上模式时的反转。例如，在仅在载波的谷进行电流采样的情况下，相较电流的平均值略小的电流值被采样。如以上说明的那样，在单纯地在载波的峰和谷的定时进行电流采样的情况下，如图6所记载的那样，两者的采样电流值产生差异。由此，例如在使用采样电流值进行电气负载的电流控制的情况下，在提高控制响应时，负载电流振荡。因此，不能将电流控制中的控制响应设定得过高。为了防止该问题，仅在载波的峰或者谷的一方的定时进行电流采样即可。但是，在如图6所记载的那样仅在载波的峰或者仅在谷进行电流采样的情况下，存在负载电流中产生逆变器输出频率的3倍的周期的电流脉动的问题。该电流脉动是由于采样电流与平均电流的差异在二相调制的靠上模式时和靠下模式时不同而产生的。下面说明具体内容。图7是示出负载电流中产生逆变器输出频率的3倍的周期的电流脉动的仿真结果的一例的图。图7示出仅在载波的谷的定时进行电流采样的情况。图7示出了以双靠模式实施二相调制的情况。Iq是表示负载电流的波形。Iq平均是表示实际流过电气负载的平均电流的波形。Iq采样值是表示通过电流采样得到的采样电流值的波形。如图7所示，在双靠模式的二相调制中，在电压指令一个周期的期间中，靠上状态和靠下状态每隔π/3切换，合计切换6次。此时，在采样电流中流入每隔π/3而不同的脉动成分。其结果是，当在与交流的负载电流同步的旋转坐标上进行确认时，在负载电流中产生具有逆变器输出频率的3倍频率的基波成分的矩形波状的电流脉动。在电流负载是电机的情况下，由于该电流脉动而产生转矩脉动。转矩脉动成为噪声及振动的原因。特别是在电流脉动的频率与电机机械负载的共振频率一致的情况下，显著出现噪声及振动。脉动成分包含在采样电流中，因而如果不下功夫，则无法被逆变器控制装置检测出来。因此，去除脉动成分比较困难。电流脉动由于二相调制中的靠上状态和靠下状态的切换而变明显。另外，在存在死区的情况下，载波中仅峰或者谷中的一方的定时的采样电流值包含相对于负载电流平均值的误差。如图6所示，在靠上状态时，仅载波的谷的定时下的采样电流值大于负载电流的平均值。在靠上状态时，仅载波的峰的定时下的采样电流值小于负载电流的平均值。另一方面，虽然没有图示，在靠下状态时，仅载波的谷的定时下的采样电流值小于负载电流的平均值。在靠下状态时，仅载波的峰的定时下的采样电流值大于负载电流的平均值。因此，Iq采样值偏离Iq平均。图8是本发明的实施方式1的逆变器控制装置的结构图。逆变器控制装置与未图示的PWM逆变器连接。PWM逆变器与未图示的电气负载连接。逆变器控制装置构成为进行电气负载的电流控制。在此，作为一例，假设电气负载是交流电机。逆变器控制装置具有电流指令计算单元1、电流控制单元3、第1坐标变换器5、第2坐标变换器8、二相调制处理单元10、死区补偿单元12、PWM处理单元14、积分器17及二相调制模式设定单元19。二相调制模式设定单元19具有电流脉动频率计算单元19a、禁止频带信息记录单元19c、第1判定单元19e、第2判定单元19g及功率损耗计算单元19h。电流指令计算单元1输出电流指令2。检出电流4是从作为电气负载的交流电机检测出来的。检出电流4是交流信号。第1坐标变换器5将检出电流4变换为dq旋转坐标上的检出电流6。第1坐标变换器5输出检出电流6。检出电流4及检出电流6相当于采样电流。电流控制单元3进行使电流指令2和检出电流6一致的电流控制处理。电流控制单元3通过进行电流控制处理生成占空比指令7。电流控制单元3输出占空比指令7。占空比指令7表示PWM逆变器的开关电压脉冲的产生(ON)或者停止(OFF)。占空比指令是根据下式(2)由电压指令换算得到的。Vd*及Vq*是dq旋转坐标上的电压指令。Dd*及Dq*是占空比指令。Vdc是PWM逆变器直流输入部的电压。[式2]Dd*=2Vdc·Vd*Dq*=2Vdc·Vq*......(2)]]>第2坐标变换器8将占空比指令7变换为静止坐标上的占空比指令9。占空比指令9成为范围-1～1内的值。二相调制模式设定单元19输出二相调制模式指令20。二相调制模式指令20用于指定二相调制处理单元10以哪种二相调制模式实施二相调制。二相调制处理单元10根据占空比指令9及二相调制模式指令20实施二相调制处理。二相调制处理单元10输出实施二相调制处理后的占空比指令11。在以靠上模式实施二相调制的情况下，二相调制处理单元10将占空比指令9中为正值且绝对值为最大的相作为固定相。二相调制处理单元10使固定相的占空比指令的值向1滑动。二相调制处理单元10将与关于固定相的占空比指令的滑动量相同的值、与非固定相的占空比指令相加。在以靠下模式实施二相调制的情况下，二相调制处理单元10将占空比指令9中为负值且绝对值为最大的相作为固定相。二相调制处理单元10使固定相的占空比指令的值向-1滑动。二相调制处理单元10从非固定相的占空比指令减去与关于固定相的占空比指令的滑动量相同的值。在以双靠模式实施二相调制的情况下，二相调制处理单元10将占空比指令9中绝对值为最大的相作为固定相。二相调制处理单元10在固定相的占空比指令的符号为正时进行“靠上”。二相调制处理单元10在固定相的占空比指令的符号为负时进行“靠下”。另外，在电气负载是三相交流电机的情况下，如图2等所示，占空比指令9成为相位每次错开2π/3的交流正弦波波形。因此，能够根据占空比指令9的相位来判别占空比指令9中绝对值为最大的相及其极性。即，二相调制处理单元10能够根据占空比指令9的相位决定固定相。死区补偿单元12对占空比指令11实施死区补偿。但是，在固定相中，由于不实施开关，因而不需要死区补偿。死区补偿单元12在非固定相中，按照电流极性实施死区补偿。式(1)的计算值是电压值，因而死区补偿单元12使用被换算成作为占空比指令的值的死区补偿值进行死区补偿。被换算成作为占空比指令的值的死区补偿值是根据下式(3)计算的。[式3]2·Td·fc······(3)死区补偿单元12输出死区补偿后的占空比指令13。PWM处理单元14通过实施与载波的比较等，将占空比指令13变换为开关指令15。PWM处理单元14输出开关指令15。PWM控制器根据开关指令15进行驱动。频率指令16相当于逆变器输出频率。并且，频率指令16也相当于施加给交流电机的电压以及流过交流电机的电流的频率。积分器17对频率指令16进行积分处理。频率指令16通过积分处理而成为相位信号18。相位信号18在第1坐标变换器5及第2坐标变换器8中使用。频率指令16及相位信号18的取得方法及计算方法按照交流电机的类型及控制方法已知有多种方法，但省略说明。下面，对二相调制模式设定单元19的动作进行说明。在此，假设仅在载波的峰或者仅在谷的定时进行电流采样。在如图7所示以双靠模式实施二相调制时，被取入逆变器控制装置的采样电流值是固定的。但是，实际流过交流电机的负载电流随着靠上状态和靠下状态的切换而脉动。特别如图6所示，当仅在载波的峰或者仅在谷的定时进行电流采样时明显。如上所述，该电流脉动的原因之一是死区导致的逆变器输出电压脉冲的延迟。延迟的影响在逆变器输出电压的振幅越小时相对越大。因此，在逆变器输出电压的振幅越小时，电流脉动的振幅越大。关于逆变器输出电压的振幅较小的情况，例如是作为电气负载的交流电机以较低的速度进行驱动的情况。当仅在载波的峰或者仅在谷的定时进行电流采样、并以双靠模式实施二相调制时，电流脉动具有占空比指令的频率的3倍的频率。该电流脉动是矩形波状，因而包括谐波成分。因此，设x为奇数，电流脉动包含逆变器输出频率的3x倍的成分。电流脉动频率计算单元19a根据频率指令16计算逆变器输出频率的3x倍的频率。电流脉动频率计算单元19a将计算出的频率作为频率信息19b进行输出。频率信息19b是随着双靠模式时的靠上状态和靠下状态的切换而产生的电流脉动的频率成分。禁止频带信息记录单元19c预先记录表示不希望包含于负载电流中的频带的频带信息19d。频带信息19d例如是交流电机及其机械负载的共振频率等。第1判定单元19e进行频率信息19b是否包含于频带信息19d中的判定。第1判定单元19e根据判定结果输出二相调制模式指令19f。二相调制模式指令19f表示是否以双靠模式实施二相调制。在频率信息19b未包含于频带信息19d中的情况下，第1判定单元19e输出将双靠模式指定为二相调制模式的二相调制模式指令19f。另一方面，在频率信息19b包含于频带信息19d中的情况下，第1判定单元19e输出不将双靠模式指定为二相调制模式的二相调制模式指令19f。第2判定单元19g根据二相调制模式指令19f输出二相调制模式指令20。在二相调制模式指令19f将双靠模式指定为二相调制模式的情况下，第2判定单元19g输出同样将双靠模式指定为二相调制模式的二相调制模式指令20。在二相调制模式指令19f不将双靠模式指定为二相调制模式的情况下，第2判定单元19g选择靠上模式或者靠下模式中的任一方作为二相调制模式。第2判定单元19g根据PWM逆变器的各开关元件中的功率损耗19i，选择靠上模式或者靠下模式中的任一方。功率损耗19i是从功率损耗计算单元19h输出的。在此，对PWM逆变器的开关元件中的功率损耗进行说明。例如，在以靠上模式实施二相调制时，处于与固定相对应的PWM逆变器的上臂持续导通的状态。由此，电流在上臂的开关元件流过而产生功率损耗。此时，在下臂的开关元件中不产生功率损耗。因此，在实施二相调制时，PWM逆变器整体的功率损耗减小。但是，在靠上状态及靠下状态时，在上臂和下臂的开关元件之间产生功率损耗的偏倚。其结果是，在开关元件之间产生发热的偏倚。另外，开关元件例如是IGBT及FWD等。第2判定单元19g在二相调制模式指令19f从指定双靠模式的指令切换为不指定双靠模式的指令时，根据各开关元件的功率损耗19i选择是靠上模式或者靠下模式中的哪一方。具体而言，第2判定单元19g判定PWM逆变器的各开关元件中功率损耗19i为最大的开关元件属于上臂组和下臂组中的哪一方。在功率损耗19i为最大的开关元件属于上臂组的情况下，第2判定单元19g选择靠下模式。在功率损耗19i为最大的开关元件属于下臂组的情况下，第2判定单元19g选择靠上模式。并且，第2判定单元19g输出将所选择的一方指定为二相调制模式的二相调制模式指令20。另外，功率损耗计算单元19h根据占空比指令11和检出电流4等计算各开关元件的功率损耗19i。在本实施方式中，省略功率损耗19i的计算方法的具体说明。功率损耗19i的计算方法是由功率模块制造商以应用指南等方式提供的。并且，功率损耗19i的计算方法被记载于“トランジスタ技術SPECIALNo.85改訂＊実践パワー·エレクトロニクス(P87～91)”中。本实施方式的逆变器控制装置将死区补偿处理高精度化。具体而言，死区补偿单元12根据二相调制模式指令20变更式(3)所示的死区补偿值。图9及图10是用于说明本发明的实施方式1的死区补偿的图。图9示出将占空比指令从靠上状态切换为靠下状态的情况下的示例。图10示出将占空比指令从靠下状态切换为靠上状态的情况下的示例。在此，作为一例假设图9及图10示出了3相中的U相的情况。下面，参照图9及图10说明死区补偿的高精度化。图9所示的U相在靠上状态时为非固定相，在靠下状态时成为固定相。即，在靠下状态时，V相及W相成为非固定相。在从靠上状态切换为靠下状态时，对应于U相的占空比指令从-1和1之间的值变化为-1。此时，占空比指令与载波相交，因而产生开关。在U相的电流极性为负的情况下，在死区区间中，电流流过与上臂的开关元件并联的回流二极管。因此，死区区间中的U相的逆变器输出端子电压成为Vdc，电压脉冲宽度仅增加Td。该逆变器输出端子电压的偏差是通过随着靠上状态和靠下状态的切换的开关而产生的。因此，在如通常的死区补偿那样对U相的占空比指令加上死区补偿值的处理中，不能补偿该逆变器输出端子电压的偏差。因此，以使成为非固定相的V相及W相的逆变器输出端子电压的变化定时延迟Td的方式，变更与V相及W相对应的死区补偿值。由此，虽然电压矢量的产生定时延迟，但是维持了施加给交流电机的线电压。针对成为非固定相的V相及W相的占空比指令的具体处理按照如下所述进行。在V相的电流极性为负的情况下，死区区间中的V相的逆变器输出端子电压成为Vdc。即，V相的逆变器输出端子电压的变化定时由于死区而中途自动延迟Td。因此，在V相中不需要死区补偿。在这种情况下，死区补偿单元12将对应于V相的死区补偿值变更为零。另外，对于W相也一样。在V相的电流极性为正的情况下，死区区间中的V相的逆变器输出端子电压为零。因此，需要使V相的逆变器输出端子电压的变化定时延迟Td。载波的时间变化率是图9所示的载波波形的斜率。载波波形的斜率是{1-(-1)}/{1/(2·fc)}＝4·fc，因而死区补偿值为4·Td·fc。该值是式(3)的计算值的2倍。即，死区补偿单元12将对应于V相的死区补偿值变更为式(3)的计算值的2倍。另外，对于W相也一样。总之，逆变器装置按照以下所述将死区补偿处理高精度化。[图9的情况]在载波的谷的定时从靠上状态切换为靠下状态，在靠上状态时为非固定相且在靠下状态时成为固定相的相的电流极性为负的情况。·如果靠下状态时的非固定相的电流极性为正，则将对应于该非固定相的死区补偿值设为式(3)的计算值的2倍。·如果靠下状态时的非固定相的电流极性为负，则将对应于该非固定相的死区补偿值设为零。[图10的情况]在载波的峰的定时从靠下状态切换为靠上状态，在靠下状态时为非固定相且在靠上状态时成为固定相的相的电流极性为正的情况。·如果靠上状态时的非固定相的电流极性为正，则将对应于该非固定相的死区补偿值设为式(3)的计算值的2倍。·如果靠上状态时的非固定相的电流极性为负，则将对应于该非固定相的死区补偿值设为零。如上所述，本实施方式的逆变器控制装置计算随着靠上状态和靠下状态的切换而产生的矩形波状的电流脉动的频率成分。并且，在电流脉动的频率成分包含在预先记录的频带中的情况下，逆变器控制装置将二相调制模式设为靠上模式或者靠下模式，而非双靠模式。即，通过将占空比指令固定为靠上状态或者靠下状态，抑制电流脉动的产生。由此，能够防止通过PWM逆变器进行驱动的电机等的机械共振成分的激励。其结果是，能够抑制因电流脉动而引起的噪声和振动。如上所述，本实施方式的逆变器控制装置根据各开关元件的功率损耗19i，选择靠上模式或者靠下模式中的任一方作为二相调制模式。由此，能够防止电流负担集中于特定的开关元件。因此，能够防止温度集中于特定的开关元件。其结果是，能够防止开关元件的损坏，延长功率模块的寿命。如上所述，本实施方式的逆变器控制装置根据二相调制模式指令20使死区补偿处理高精度化。由此，能够适当补偿由于随着靠上状态和靠下状态的切换而引起的意外的开关产生的电压误差。其结果是，能够得到高精度的逆变器输出电压。如上所述，本实施方式的逆变器控制装置根据各开关元件的功率损耗19i，选择靠上模式或者靠下模式中的任一方作为二相调制模式。但是，在根据上臂组的功率损耗的平均值及下臂组的功率损耗的平均值选择二相调制模式时，也能够得到同样的效果。在这种情况下，逆变器控制装置将上臂组的功率损耗的平均值和下臂组的功率损耗的平均值进行比较。在上臂组的功率损耗的平均值小于下臂组的功率损耗的平均值的情况下，逆变器控制装置选择靠上模式。在上臂组的功率损耗的平均值大于下臂组的功率损耗的平均值的情况下，逆变器控制装置选择靠下模式。如上所述，本实施方式的逆变器控制装置根据各开关元件的功率损耗19i，选择靠上模式或者靠下模式中的任一方作为二相调制模式。但是，在根据各开关元件的结温选择二相调制模式时，也能够得到同样的效果。在这种情况下，逆变器控制装置判定各开关元件中结温最高的开关元件属于上臂组和下臂组中的哪一方。在结温最高的开关元件属于下臂组的情况下，逆变器控制装置选择靠上模式。在结温最高的开关元件属于上臂组的情况下，逆变器控制装置选择靠下模式。实施方式2在本实施方式中，第2判定单元19g的动作与实施方式1不同。下面，以与实施方式1的不同之处为中心进行说明。在实施方式1中，第2判定单元19g根据各开关元件的功率损耗或者结温，来选择靠上模式或者靠下模式中的任一方作为二相调制模式。但是，在本实施方式中，第2判定单元19g根据各开关元件的电能，选择靠上模式或者靠下模式中的任一方作为二相调制模式。另外，电能是指功率损耗的累计值。在此，说明对频繁地反复进行加速、减速及停止的电机进行驱动的大容量PWM逆变器。这样的电机例如用于电梯的曳引等。这样的电机存在进行包括停止时的极低速运转的情况。因此，较长期间中的PWM逆变器的各开关元件的电流负担往往不均匀。在这种情况下，参照电能相当于参照电流负担的历史记录。在本实施方式中，根据每个开关元件的电能，选择用于缓解电流负担的不均匀性的二相调制模式。其结果是，能够防止疲劳集中于特定的开关元件，延长功率模块的寿命。并且，大容量PWM逆变器中安装功率模块的主电路部的构造变大。因此，存在由于冷却器的热阻不均匀，各开关元件的温度不均匀的情况。该温度的不均匀性来源于PWM逆变器的框体构造，存在即使使各开关元件的电流负担均匀了也不能消除的情况。在这种情况下，在单纯地根据温度选择二相调制模式时，电流负担集中于温度较低的开关元件。功率模块的疲劳不仅取决于温度的绝对值，而且也取决于温度的上升和下降的反复。因此，在单纯地根据温度选择二相调制模式时，疲劳集中于特定的开关元件。在本实施方式中，根据每个开关元件的电能，以缓解电流负担的不均匀性的方式选择二相调制模式。其结果是，能够防止疲劳集中于特定的开关元件，延长功率模块的寿命。在如实施方式1所说明的那样进行按照条件使二相调制的双靠模式停止的控制的情况下，在如电梯等那样具有多个机械共振频率的系统中，以靠上模式或者靠下模式实施二相调制的时间比双靠模式相对变长。因此，在本实施方式中，基于电能的二相调制的选择方法对防止疲劳集中于特定的开关元件特别有效。实施方式3图11是本发明的实施方式3的逆变器控制装置的结构图。下面，以与实施方式1的不同之处为中心进行说明。如图11所示，在本实施方式中，逆变器控制装置具有二相调制模式设定单元21、逆变器输出电压计算单元22、电流补偿值计算单元24及加法器26。如上所述，在负载电流中随着靠上状态和靠下状态的切换而产生矩形波状的电流脉动。在本实施方式中，逆变器控制装置估计采样电流值与负载电流的平均值之差。并且，逆变器控制装置通过补偿检出电流6，来消除电流脉动的影响。因此，二相调制模式设定单元21的动作仅是单纯地将双靠模式、靠上模式及靠下模式中的任意一方指定为二相调制模式。下面，对检出电流6的具体补偿方法进行说明。如图6所示，电流脉动起因于PWM的电流脉动及负载电流的采样定时。如果在零电压矢量区间或者非零电压矢量区间的中心附近进行电流采样，则能够减小电流脉动的影响。但是，实际上是非零电压矢量区间因死区延迟Td/2而产生电流脉动。因此，预测比采样定时靠前Td/2的时刻的电流值。并且，利用采样电流值与预测出的电流值的差值来补偿采样电流值。这样补偿采样电流值相当于使用预测出的电流值进行电流控制。在此，作为交流电机，以IPM为例。IPM是嵌入磁铁型的永磁同步电机。IPM的电路方程式是下式(4)。Vd及Vq是dq轴电压。id及iq是dq轴电流。ω是电角频率。Ld是d轴电感。Lq是q轴电感。R是电阻。φ是感应电压常数。[式4]VdVq=R+p·Ld-ω·Lqω·LdR+p·Lqidiq+0ω·Φ......(4)]]>在将式(4)变形为状态方程式时得到下式(5)。p是微分运算符。[式5]pidiq=-RLd-ω·LqLdω·LdLq-RLqidiq+1Ld001LqVdVq-ω·Φ......(5)]]>式(5)的右边相当于dq轴的电流微分值。在将式(5)的右边与时间即Td/2相乘时，得到下式(6)。idsmp及iqsmp是采样电流值。idsmp及iqsmp相当于检出电流6。idcmp及iqcmp是dq轴的电流补偿值。idcmp及iqcmp相当于电流补偿信号25。Vdinv及Vqinv是dq轴电压。[式6]idcmpiqcmp=Td2{-RLd-ω·LdLqω·LdLq-RLqidsmpiqsmp+1Ld001LqVdinvVqinv-ω·Φ}......(6)]]>电流补偿值计算单元24使用电气负载模型根据式(6)计算电流补偿值。电流补偿值计算单元24输出电流补偿信号25。加法器26对检出电流6加上电流补偿信号25。电流控制单元3使用补偿后的检出电流6进行电流控制处理。由此，能够补偿电流脉动成分而抑制电流脉动。即，加法器26作为电流补偿单元发挥作用。下面，说明在式(6)的计算中使用的dq轴电压Vdinv及Vqinv。Vdinv及Vqinv是考虑PWM根据占空比指令11及二相调制模式指令20计算出来的。当在靠下状态时仅在载波的峰的定时进行电流采样的情况下，采样定时位于零电压矢量区间内。在这种情况下，dq轴电压为零。并且，当在靠上状态时仅在载波的谷的定时进行电流采样的情况下，采样定时也位于零电压矢量区间内。在这种情况下，dq轴电压也为零。在上述两个条件以外的情况下，逆变器输出电压计算单元22考虑PWM来估计PWM逆变器输出的电压矢量。例如，考虑在靠上状态时仅在载波的峰的定时进行电流采样的情况。在U相为固定相时，U相的上臂的开关元件成为导通状态。另一方面，V相及W相的上臂的开关元件成为截止状态。此时，逆变器输出电压Vuinv、Vvinv及Vwinv用下式(7)表示。在将式(7)变换到静止二相坐标即αβ相上时，得到下式(8)。Vαinv及Vβinv表示静止二相坐标上的逆变器输出电压。[式7]VuinvVvinvVwinv=23-13-13·Vdc......(7)]]>[式8]VαinvVβinv=231-12-12032-32VuinvVvinvVwinv=230·Vdc......(8)]]>图12及图13是本发明的实施方式3的逆变器输出电压估计用的表。在图12中记载了当在靠上状态时仅在载波的峰的定时进行电流采样的情况下的信息。在图13中记载了当在靠下状态时仅在载波的谷的定时进行电流采样的情况下的信息。电压指令相位(U)是U相的电压指令或者占空比指令为cos信号的相位。逆变器输出电压系数是在乘以Vdc时成为逆变器输出电压的系数。逆变器输出电压计算单元22根据占空比指令11及二相调制模式指令20判别实施二相调制时的固定相。并且，逆变器输出电压计算单元22根据图12及图13记载的信息，计算逆变器输出电压Vαinv及Vβinv。根据下式(9)将Vαinv及Vβinv变换为dq旋转坐标上的电压Vdinv及Vqinv。Vdinv及Vqinv相当于逆变器电压信号23。电流补偿值计算单元24使用式(9)的计算结果进行式(6)的计算。另外，θ是坐标变换用的信号。θ相当于相位信号18。[式9]VdinvVqinv=cos(θ)sin(θ)-sin(θ)cos(θ)VαinvVβinv......(9)]]>如上所述，本实施方式的逆变器控制装置预测比采样定时靠前Td/2的时刻的电流值。逆变器控制装置利用采样电流值与预测出的电流值的差值来补偿采样电流值，由此消除电流脉动的影响。由此，能够防止通过PWM逆变器进行驱动的电机等机械共振成分的激励。其结果是，能够抑制因电流脉动引起的噪声及振动。在实施方式1～3中说明了将本发明适用于二电平三相逆变器的情况。但是，本发明也可以适用于例如三电平三相逆变器等。在这种情况下，通过抑制电流脉动的影响，也能够得到同样的效果。上述的开关元件及二极管元件也可以利用宽禁带半导体形成。宽禁带半导体的耐压性及容许电流密度较高。因此，通过使用宽禁带半导体，能够使开关元件及二极管元件小型化。通过使用小型化的开关元件及二极管元件，能够使安装了这些元件的逆变器控制装置小型化。即，通过使用由宽禁带半导体形成的开关元件及二极管元件，能够使逆变器控制装置小型化。产业上的可利用性如上所述，本发明的逆变器控制装置能够用于驱动电气负载的逆变器中。标号说明1电流指令计算单元；2电流指令；3电流控制单元；4、6检出电流；5第1坐标变换器；7、9、11、13占空比指令；8第2坐标变换器；10二相调制处理单元；12死区补偿单元；14PWM处理单元；15开关指令；16频率指令；17积分器；18相位信号；19二相调制模式设定单元；19a电流脉动频率计算单元；19b频率信息；19c禁止频带信息记录单元；19d频带信息；19e第1判定单元；19f、20二相调制模式指令；19g第2判定单元；19h功率损耗计算单元；19i功率损耗；21二相调制模式设定单元；22逆变器输出电压计算单元；23逆变器电压信号；24电流补偿值计算单元；25电流补偿信号；26加法器。当前第1页1 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