多相电流调整期间的电流斜变的制作方法

多相电流调整期间的电流斜变的制作方法
【专利摘要】本申请涉及多相电流调整期间的电流斜变。电流共享配置中的电压调整器可将总电流提供给共同负载，并可同时被导通以使部分电流向上斜变。每个电压调整器可提供在电流共享配置中相应的部分电流。目标电流值可从部分电流的循环平均的电流值以及电压调整器的电压误差值中确定，并且当电压调整器导通时每个部分电流可被斜变至目标电流值而不是循环平均电流值，由此导致更稳定和平衡的电流斜变。预测性多相数字控制器因此可基于测得或推断出的电感器电流所确定的目标电流和误差电压来工作。可根据预测性多相数字控制器的操作来计算脉宽、脉冲位置和脉冲频率(增加或跳过脉冲)。
【专利说明】多相电流调整期间的电流斜变
[0001] 优先权声明
[0002] 本申请请求2013年5月8日和2013年12月31日提交的题为"Current Ramping During Multiphase Current Regulation (多相电流调整期间的电流斜变）"的美国临时专 利申请61/820, 821和美国非临时专利申请14/144785的优先权，这两件申请的发明人为 Chris M. Young、Sundar Kidambi和Jim Toker，并且这两件申请就像在本文中充分和完全阐 述那样被援引包含于此。

【技术领域】
[0003] 本发明涉及调整电流，更具体地涉及多相电流调整。

【专利附图】

【附图说明】
[0004] 图1示出根据现有技术作为降压转换器而已知的功率转换器的一个实施例的电 路图；
[0005] 图2示出根据现有技术具有向共同节点提供电流的多个电压调整器的电流共享 配置的电路图；
[0006] 图3示出根据现有技术的方法当电流在单个循环中被校正时占空比的值和电感 器电流之间的关系；
[0007] 图4示出根据一个实施例当电流在单个循环中被校正时占空比的值与电感器电 流之间的关系；
[0008] 图5示出根据一个实施例当电流在单个循环中被校正时占空比的值与电感器电 流之间的关系以及在功率转换器输出处的电荷；
[0009] 图6示出根据另一实施例当电流在单个循环中被校正时占空比的值与电感器电 流之间的关系以及在功率转换器输出处的电荷；
[0010] 图7示出当斜变至循环平均值时电流共享配置中的两个部分电感器电流的表现 的波形图，并进一步示出表示在同一时间周期内调整器输出电压的表现的波形图；
[0011] 图8更详细地示出表示来自图7的两个部分电感器电流的表现的波形图；
[0012] 图9示出在斜变期间两个部分电流、PWM驱动信号和占空比控制命令的表现之间 的关系的第一组波形；
[0013] 图10示出在斜变期间多个部分电流、PWM驱动信号和占空比控制命令的表现之间 的关系的第二组波形；
[0014] 图11示出在斜变期间多个部分电流、PWM驱动信号和占空比控制命令的表现之 间的关系的第三组波形，其指示了当强行地同时导通所有的部分电流时所产生的电流不平 衡；
[0015] 图12示出表示在斜变期间多个部分电流、PWM驱动信号和占空比控制命令的表现 之间的关系的第四组波形，这指示了当所有电流一起平移时电流锁的效果，而PWM工作在 稳态占空比处并在平移电流时被"冻结"；
[0016] 图13示出表示全部被驱动至与平均电流值不同的同一目标电流值的多个部分电 流的表现的波形；
[0017] 图14示出表示相电流及其相应的驱动信号的表现之间的关系的波形图，其指示 了脉冲可处于循环中的任何位置；
[0018] 图15示出可用于电流共享配置中的电压调整器的控制器的一个实施例的方框 图；
[0019] 图16示出表示当采用预测性中点电流调整器时的负载电流（相电流）的表现的 波形图；
[0020] 图17A示出表示揭露次谐波振荡问题的电感器电流的表现的波形图；
[0021] 图17B示出表示电感器电流的表现的波形图以及如何可以消除图17A中示出的次 谐波振荡问题；
[0022] 图18示出表示在10-150A的模拟期间使用lA/ns负载步进的输出电压和多相电 流的表现的波形图；
[0023] 图19示出表示在切换频率为600KHZ时负载频率扫描的模拟期间输出电压和多相 电流的表现的波形图；
[0024] 图20示出表示在lOOmV/μ s处对于1. 8->0. 8V、0. 8->2. 3V的模拟期间输出电 压和多相电流的表现的波形图；
[0025] 图21示出可用于电流共享配置中的电压调整器的可变频率数字EAPP(增强的有 源脉冲定位）控制器的一个实施例的方框图；
[0026] 图22示出提供电感器电流估计器的一个实施例的基础的电路；
[0027] 图23示出表示在图22所示的电路的工作期间电感器电流和相应的驱动信号的表 现的波形图；
[0028] 图24示出具有固定频率的预测性电流调制器的一个实施例的方框图；
[0029] 图25示出表示在图24所示电路的工作期间电感器电流和相应的驱动信号的表现 的波形图；
[0030] 图26示出数字EAPP调制器的一个实施例的方框图；
[0031] 图27示出表示在图26所示电路的工作期间电感器电流和相应的驱动信号的表现 的波形图；
[0032] 图28示出快速负载瞬变检测器（D-EAPP)的一个实施例的方框图；
[0033] 图29A示出表示在电感器电流的背景下高侧FET控制信号的"导通时间"的第一 可能的布置的波形图；
[0034] 图29B示出表示在电感器电流的背景下高侧FET控制信号的"导通时间"的第二 可能的布置的波形图；
[0035] 图29C示出表示在电感器电流的背景下高侧FET控制信号的"导通时间"的第三 可能的布置的波形图；
[0036] 图30A示出表示高侧FET控制信号和电感器电流的波形图；
[0037] 图30B示出表示高侧FET控制信号和电感器电流的波形图，其示出与用以执行预 测性电流控制的可适用控制方程对应的"开始时间"参数；
[0038] 图30C示出表示高侧FET控制信号和电感器电流的波形图，其指示与用以执行预 测性电流控制的可适用控制方程对应的"导通时间"参数；
[0039] 图31示出表示电感器电流和相应的驱动信号的表现的波形图，其指示可用来向 前移动脉冲而不改变脉宽（占空比）的微分项。
[0040] 图32示出表示根据第一控制序列的电感器电流和相应驱动信号的表现的波形 图；
[0041] 图33示出表示根据第二控制序列的电感器电流和相应驱动信号的表现的波形 图；
[0042] 图34示出表示根据第三控制序列的电感器电流和相应驱动信号的表现的波形 图；
[0043] 图35示出表示根据第四控制序列的电感器电流和相应驱动信号的表现的波形 图；
[0044] 图36示出当在时钟循环之间存在一个"导通时间"时的电感器电流的波形；以及
[0045] 图37示出表示具有逐个样本进行的预测的模拟电流分布的波形图。
[0046] 虽然本发明容易得出多种修改和替代形式，但已经借助示例在附图中示出且即将 详细描述其特定实施例。然而，应当理解的是，附图和对其的详细描述不旨在将本发明限制 为所公开的具体形式，相反，本发明旨在涵盖落在所附权利要求所限定的本发明的精神和 范围内的所有修改、等效物以及替代物。注意，标题仅为了组织目的并且不旨在用来限制或 解释说明书或权利要求书。此外，注意词"可以"在本申请中全篇地用于容许的含义（即有 可能、能够），而不是强制含义（即必须）。术语"包括"及其衍生词表示"包括，但不限于"。 术语"耦合"表示"直接或间接地连接"。

【具体实施方式】
[0047] DC-DC电压转换经常通过切换电压调整器或步降调整器来实现，该调整器也被称 为电压转换器或负载点（P0L)调整器/转换器，它根据需要通过一个或多个负载设备将较 高电压（例如12V)转换成较低值。更概括地说，电压调整器和电流调整器被统称为功率 转换器，在本文中，术语功率转换器旨在涵盖所有这些设备。常见架构的特征在于将较高 电压分配给多个电压调整器，每个电压调整器产生不同的（或可能相同的）电压至一个或 多个负载。切换电压调整器经常使用两个或更多个功率晶体管，以将一个电压处的能量转 换至另一电压。通常被称为"降压调整器"的这种电压调整器100的一个常见例示出于图 1中。降压调整器100-般切换一对功率晶体管（138和140)以在这对晶体管的公共节点 SW处产生方波。可以使用包括电感器142和电容器144的LC电路来平滑化所产生的方波， 以产生要求的电压Vout。由误差放大器146、比例积分微分（PID)滤波器132、脉宽调制器 (PWM) 134和输出控制电路136构成的控制环可被配置成控制输出方波的占空比，并因此控 制Vout的结果值。
[0048] 通过共享的负载点供电分配功率与单负载点供电或P0L调整器相比具有许多吸 引人的优势。通过在宽范围的输出电流上的更高效率、通过冗余实现的可靠性以及分布的 热耗散，分配或电流共享可用来适应与低电压应用关联的不断增大的电流需求。电流共享 配置的一个例子示出于图2中。P0L转换器102U04和106 (代表第一、第二和第N P0L转 换器）可耦合至数字通信总线120,它们相应的调整的电压输出通过相应的电感器103、105 和107和电容器110而共享，以在由电阻112表示的负载处提供单个电压。应当注意，尽管 在图2中输出级（HS FET和LS FET晶体管对）图示为在相应的POL转换器之外，但在图1 中输出级被表示为POL调整器的一部分，以最好地突出不同实施例的某些指定的特征。也 应当注意，尽管输出级是POL转换器的功能部分，当POL转换器例如被配置在集成电路（1C) 上时，控制电路和输出级可被配置在同一 1C上，也可以不那样。本领域内技术人员将理解， 本文描述的POL调整器的各种例示旨在包括根据本文描述的电流共享原理的所有可能的 实现。
[0049] 在一组实施例中，低带宽、多阶数字控制环可被配置成通过将从属设备（在数字 通信总线上作为从属设备工作的P0L调整器）的负载线对准于主设备（在数字通信总线上 作为主设备工作的P0L调整器）来平衡设备输出之间的不均等性。然而，一阶数字控制环 可能是足够的。自治的或专用的主P0L调整器（例如P0L调整器104)可将其感测到的输 出电流数字化，并在传统的主-从配置中将指示数字通信总线120上的该电流的值的信息 发送至该组中所有的从属P0L调整器（例如P0L调整器102、106)。所有从属设备可基于主 设备的输出电流的值和相应的从属设备的输出电流的值之间的差来调整它们相应的控制 FET的占空比以有效地向上或向下增加或减少它们的目标输出电压。输出电压的修整的一 个实施例可通过调节前端误差放大器（调整器150中的放大器146)的目标电压（调整器 150中的Vref)来实现。输出电压的修整的其它实施例可通过缩放占空比来实现，所述缩放 占空比要么通过校正控制滤波器（调整器150中的132)中的抽头要么通过调整对占空比 控制块（调整器150中的134)的控制数来实现。主设备可在诸如I2C、SMBus或一些其它 通信总线（例如图2配置中的120)的通信总线上主动地发送指示其电流值的信息，而从属 设备可使用该信息来修整其已编程的基准电压从而平衡该系统中的每个设备的电流加载。 主设备可继续发送该信息直到错误出现、其相位下落、或其通信接口失效为止，此时该组中 的其它从属设备可调处新的主设备。部分电流（即在电流共享组中的诸P0L调整器的各电 流）由此可被平衡至例如具有16Hz更新带宽的平均部分负载电流的5%之内。
[0050] 例如，图1所示的电压调整器100和图2所示的调整器102、104、106这样的电压 调整器例如通常包括用于从瞬变输出电压偏离中恢复的机制。这些短期电压偏离可能是由 多种控制环干扰造成的，例如目标基准电压变化、输入总线电压阶变、负载电流瞬变以及可 能使输出电压从其预期的额定值偏离的其它事件。典型地，电压调整器的控制环（包括输 出控制136)内的信号处理电路处理这些电压偏离。然而，由控制环实现的恢复过程是相对 慢的。总地来说，在可靠的电压调整器的设计中最常被考虑的因素包括瞬变响应、宽范围上 的输出稳定性、使用的方便性以及成本。这些因素也是电流共享配置中的考量因素，例如图 2所示的那个配置。
[0051] 为了获得专门要求的系统性能，因此也需要对电压调整器（或更具体地，对具有 至少一个受控输出的功率转换器或系统）进行补偿以从瞬变输出电压偏离中恢复。然而， 补偿经常是难以实现的。许多应用需要瞬变响应以及高带宽响应。例如，使用电压模式控 制（例如电压模式PWM控制（例如图1所示））的传统调整器一般需要补偿。电流模式控 制机制需要较少的补偿，但仍旧是需要补偿的。另外，电流模式控制可能容易使系统对电流 测量过程中经常引入的噪声更为敏感。尽管磁滞控制模式需要非常少的补偿或者不需要补 偿，但它们需要切换频率的稳定，因为稳定的频率在某些应用中通常是一种重要的需求，例 如在电信应用中。此外，磁滞控制在多相应用中难以同步。
[0052] 在一组实施例中，电压调整器可工作在恒定的切换频率处，并可具有第一瞬变响 应而无需用于调整的电流测量（而是至少基于电压调整器的输出的已建立的稳态表现来 推测电感器电流，尽管其它实施例如优选的那样可包括电流测量而不是推测电感器电流）， 并且无需补偿。无补偿供电的一种方法是一循环（或单循环）控制。在一些实施例中，在 系统200中的每个P0L调整器中实现的数字调制器可工作在固定频率处并具有高带宽，以 有可能实现各P0L调整器的良好瞬变响应。调制器也可被设计成无补偿地工作。尽管这种 单循环控制对于单P0L调整器可良好地工作，然而当在例如图2所示系统200的电流共享 配置中运作P0L调整器时数字控制中固有的等待时间可能成为问题。更具体地，数字等待 时间和固定频率可能限制了瞬变响应，同时仍然需要应付在高重复率瞬变事件期间的动态 电流平衡。前面提到的数字调制器可作为单循环调整器（ASCR)而工作，ASCR可校正单个 切换循环中的电压偏离。切换循环可具有固定周期（恒定切换频率），这对电信应用是有优 势的，并且天生是稳定的，并易于使用。ASCR也可省去执行快速电流测量的需要，所述快速 电流测量可能导致噪声并且产生模数转换器（ADC)的费用支出，该模数转换器（ADC)是产 生用于数字处理的数字测量值所必需的。
[0053] 因此，要求实现高带宽控制，这可通过固有的稳定性和波纹滤波来帮助实现。也 要求实现双边沿调制以避免不得不等待下一循环以校正当前的循环，由此有效地使"采样" 率翻倍。增益被确定为足以校正单循环中的瞬变，其中响应受到电感器/电容器滤波器限 制而不是受到控制器限制。单循环方法的一个例子经由电路图300示出于图3中，电路图 300示出负载电流L的表现，其示出不尽如人意的结果。如图3所示，可调节占空比（d。代 表稳态占空比，而d。'代表经调节的占空比）以在一个循环内传递电荷/电流从而恢复电 压。然而，该方法可能无法生效，因为在循环结束时（在时间T之后，在时间Τ'）电流不与 要求的电流值（对于电容性情形）匹配以维持要求的输出电压值。如图3所示，作为由于 调节输出电压所需的占空比调整的缘故在单个校正循环期间所引入的电荷的结果，电流过 冲，由此导致输出电压过冲。
[0054] -种不同的、改进的方法可以包括：响应于在恢复输出电压时输出电压的瞬变偏 离，调整电压调整器的输出处的电荷。可在电压调整器对瞬变偏离的响应被校正的（之前 的）循环之后的循环期间，调节该电荷。可根据从当前循环/之前循环期间稳态占空比被 设定至的各值以及从表征对该稳态占空比值作出的调整的值推导出的控制值，来调整该电 荷，以当响应于输出电压的瞬时偏离导通来校正输出电压时减少电压调整器的响应时间。 换句话说，平均电感器电流可跟踪负载电流，并且调节输出电压所需的电感器电流的改变 可以被反转。这种方法的可能的结果经由图4中的电流图400示出。电荷调整对输出电流 的影响的例子则示出于图5和图6中。阴影区域表示在输出处（具体地说在输出电容器 上）的附加电荷，该附加电荷来源于旨在在单个校正循环内响应瞬变事件而调节输出电压 的占空比调节。如图5和图6所示，负载电流不过冲，事实上除了在作出占空比调节的单个 循环期间，负载电流不会改变。同样如图5和图6所示，d。再次表示稳态占空比，而d。'表 示经调节的占空比。
[0055] 在这种背景下，"不稳"可被认为是从一个切换循环转入至另一切换循环的"现 象"，其最终建立一不合需结果的点。因此，稳定的关键可以是对单个切换循环隔离这种"现 象"，从而不允许不合需的结果从一个循环至另一循环传播和建立。当新的循环开始时，相 对于之前循环的改变是"未做的"。在一循环"内"的比例控制则可恢复电流，由此导致循环 内的电荷模式控制。然而应当理解，由于高带宽和高增益，可能需要滤波来防止调制器尝试 校正所观察到的"噪声"。传统的模拟滤波器（例如IIR)可提供一些校正，但大量的滤波导 致大量延迟，这不利地影响带宽和稳定性。例如，当执行传统滤波时，一阶IIR滤波器（比 如单级模拟滤波器）降低了噪声但引入了延迟，而较高阶的滤波器更好地衰减但引入了额 外的延迟。此外，尽管FIR滤波能消除噪声（波纹），但延迟仍然构成问题。因此，在各实施 例中，可使用消除波纹并具有最小延迟的特定数字滤波器，这可导致20dB信噪比改善（这 可被认为是"增益"改善）。
[0056] 当考虑影响多相电流控制的各个问题时，动态电流平衡代表最大的挑战之一。优 化研究已表明，单相ASCR已证明是强健的而不需要非线性增益。然而，从（例如图1中的 调整器100的单调整器的）单相调整向（例如图2中的电流共享配置200中示出的调整器 102、104、106这样的多个调整器的）多相电流共享调整的转变仍然是一大挑战。
[0057] 电流斜夺
[0058] 图7示出根据具有两个相（即两个P0L调整器，例如仅调整器102和104)的系统 200的基本模型的表现，其中曲线图704表示输出电压V QUT的表现，而曲线图702示出电感 器电流I1Q3 (由电感器103传导的电流）和I1Q5 (由电感器105传导的电流）的表现，平均 电流由迹线706表示。如曲线图702的上部所示，电流共享是适当的并且没有多少噪声存 在。然而，同样如曲线图702用圆圈表示的下部所示，电流斜变被延迟，在电流1 1(15的这个特 例下，它被图示为在朝向目标值再次上升之前先下滑，这代表不合需的表现。优选地，希望 电流在无显著延迟的情况下向上斜变。图8中的曲线图802某种程度上更详细地示出了图 7的曲线图702中示出的延迟的电流斜变。对于1 1(13，电流斜变可能由于PWM相位存在而被 延迟。而对于11(15，尽管一开始不存在延迟，但是该电流在到达要求值之前会"反转"。总地 来说，电流共享使电流斜变减慢，其中较快的斜变电流被减慢以与平均电流（迹线706)匹 配。应当注意，图7和图8中表示的迹线和曲线图旨在示出包括两个P0L调整器的电流共 享配置中的相应电感器电流的斜变，所述P0L调整器在图2中以示例方式给出。图7和图 8(以及后面给出的其它曲线图）中表示的分析旨在突出某些工作原理，这些工作原理可被 考虑在内以提供消除或最小化电流共享配置中电流斜变期间的延迟的方案，而不旨在表示 图2所示的P0L调整器的表现，但表示在没有用来消除或最小化P0L调整器（例如图2所 示的那些P0L调整器）中的电流斜变期间的延迟的附加的系统和方法的情况下P0L调整器 的表现。此外，为简化起见，只示出两电感器电流，然而该分析等同地适用于电流共享配置 中连接的三个或更多个P0L调整器。
[0059] 图9示出相（电感器）电流（920)、与相电流对应的P丽控制信号（930)以及用 于控制/产生PWM信号的占空比命令（940)的时序图。如图9所示，对于"相1"（902)和 "相3"（904)两者的电流在其达到命令的占空比之前下降了。在这段时间期间的占空比命 令是50 %，如占空比命令信号910以及对应的PWM信号906、908指示的那样，所述PWM信 号906、908驱动用于分别产生电流902、904的调整器的相应输出级。迹线912表示PWM信 号906、908的占空比的移动平均值，而三角波形914表示双边沿PWM控制的锯齿控制信号。 同样如图9所示那样，耗费"相3"几乎第1/4个循环以作出响应，并且耗费"相1"几乎一 整个周期来达到命令的占空比。还要注意，"相1"在到达命令的占空比之前截止。
[0060] 图10再次示出相（电感器）电流（1020)、与相电流对应的PWM控制信号（1030) 以及用于控制/产生PWM信号的占空比命令（1040)的时序图，但图10针对四个相电流而 不是仅针对两个相电流。如图10所示，平均电流共享显著地减慢了电流斜坡。其它相被延 迟，直到"导通"的相达到其稳态峰为止。然后，所有的相导通，但存在具有最低瞬时电流的 相。由此在短时间之后，所有其它相必须截止以使最低相能赶上。该循环继续，藉此所有的 相短暂地导通，然后在其它相截止的同时最低的相保持导通。时序图1040再次给出占空比 命令1026的图示。
[0061] 图11示出强制导通所有的相如何导致电流不平衡。图11也示出对于四个相电流 的相（电感器）电流（1120)、与相电流对应的PWM控制信号（1130)以及用于控制/产生 PWM信号的占空比命令（1140)的时序图。曲线图1120示出基于整合的占空比与稳态占空 比的差异的模拟电流的表现。图12示出相（电感器）电流（1220)、与相电流对应的PWM控 制信号（1230)以及用于控制/产生PWM信号的占空比命令（1240)的时序图，并示出电流 锁的影响，藉此所有电流一起平移（向上或向下），否则PWM工作在稳态占空比处，并在平移 电流时被"冻结"。迹线1204表示（各相的）各电感器电流，并指示电流在电流斜变之后是 平衡的。迹线1206表示由迹线1204表示的电流的移动平均值。曲线图1240中的占空比 控制迹线1226示出如何在大约时间点50处停止调制，并在大约时间点70处以之前调制停 止时所在的同一值再次开始调制以恢复斜变。因此，如图12所示，在调制停止的时间周期 内，电流共享实际上被禁用。
[0062] 尽管图12中的电流波形看上去很好地平衡，但模拟的电流指示了该电流并不平 衡直到斜变停止后的大约一个循环为止。由此，如图所示的例如模拟电流这样的电流可能 无法用于实时地平衡这些电流。然而，如果在这个时间（即在斜变已停止后）调节"导通" 时间以平衡这些模拟电流，则电流平衡可能受到破坏。在今日的系统中，一般确定电流的平 均值，并且当开始电流共享配置时所有电流被驱动至所确定的平均值。然而，当尝试将所有 电流驱动至平均值时，前述问题出现了。尝试将电流驱动至最大或最小电流值也可能无法 解决这个问题，因为驱动至最大电流可能仅对施加负载有效，而驱动至最小电流可能仅对 释放负载有效。
[0063] 预测件电流定位
[0064] 在一组实施例中，前述问题的一种解决方案包括驱动所有的相，即将所有相中的 相应电流驱动至不同于平均电流值的同一目标电流。这示出于图13中，图13示出一波形图 1300,该波形图1300示出对于四个相应相（电感器）电流的电流波形（迹线）1302、1304、 1306和1308,并且由相应迹线1310、1312、1314和1316表示这些电流的相应移动平均值。 所有相中的电流可尽可能快地斜变，并且它们自然地平衡在稳态中，同时也可平衡在非稳 态中，只要对于所有相（内的电流）该目标值是相同的就行。在一组实施例中，可基于电压 误差来确定该目标电流值，如下文中进一步描述的那样。"外环"（即电压调整环）可用来 驱动电流目标，即将电流驱动至目标值。在一些实施例中，这可通过使用驱动脉冲的数字脉 冲布置(也就是驱动P0L调整器的输出级的脉冲，例如HS和LS FET)来达成。
[0065] 如图14的时序图1400所示，使用数字控制，驱动信号（即驱动调整器的输出级的 PWM信号）的脉冲的开始和停止可被布置在循环内的任何位置。图14中的示例性循环在左 侧和右侧分别由时钟边沿1和时钟边沿2界定。考虑到在循环开始时的电流，"导通时间" 可由循环结束时的要求的电流确定。可根据误差信号（例如，由图1所示的放大器146输 出的误差信号）确定该要求的电流。开始时间可通过使脉冲位于循环中的中心、使循环中 的平均电流与要求的电流匹配并根据例如dV/dt在一循环中使脉冲前移或后移来确定。在 图14所示的时间线上，直至"t"的时间点表示过往的操作（1408)，计算出的脉冲1410被 表示在t+t m之间，并且计划的未来的操作1412在时间点t+tm之后。Iphase1402表示在过 往操作1408期间的相电流，平均电流I av"1406对应于（Iphase的）之前的循环平均电流，而 Itmg1404表示对于计划的未来的操作1412的作为目标的新平均电流。
[0066] 在一组实施例中，数字多相系统的架构的主要特征可包括预测性模拟电流定 位，该预测性模拟电流定位可以：用以基于计划的脉冲来预测电流波形以消除等待时间， 在每个Fsw(切换周期）对每个相进行一次电流ADC读取；并被适配成估计电路参数 (L，DCR，Rm)。这些特征也可包括简单PID (比例积分微分）电压外环、固定频率基础加上脉 冲超前、根据需要的额外脉冲（其具有最大值每-相切换频率限幅器，例如1.5*Fsw)以及 作为FW的倍数（例如24*Fsw到30*Fsw)的特定内部采样率。模拟数字多相模型的一组模 拟条件如下：具有 6 个相的 VR12. 5 负载，其中 L/DCR=150n/300 μ，C=4*470 μ +52*14. 4 μ，F sw=600KHz, VID=1. 8V, Rdroop=l. 2m 欧姆，负载 10_150A(lA/ns)。
[0067] 图15示出根据前述原理可用于电流共享配置中的POL调整器的控制器的环设计 1500的一个实施例的方框图。该控制器可包括模拟区1502和数字区1504,并可控制用于 驱动负载1532的功率设施1506。图16示出一波形图1600,该波形图1600示出当采用预 测性中点电流调整器时的负载电流的表现（并类似于图14所示的波形图1400)。每相的新 目标平均电流可从当前电流的值和电压误差中计算出。因此，对于每个相，可使用下面的方 程来确定目标电流值I tog，每个相电流可朝向该目标电流值1_斜变，这是使用PID控制方 法来达成的，所述方程表示如下：
[0068] Itarg=Iaver+P*verror+I*integ (verrJ +D*deriv (verror) ·
[0069] 如从前面方程可以知道的那样，可根据电压误差来施加比例、积分和微分控制。电 流共享配置中的电流斜变，即每个相电流的斜变是朝着前面示出的目标值的，而不是朝着 计算出的平均电流值。这导致所有电流更稳定和更快的斜变。使电感器电流在t md处击中 itog的脉冲导通时间（U可被计算出：
[0070] t〇n= (Itarg-I (t)) *L/Vin+Vout/Vin* (tend-t) ·
[0071] 该系统在Itog处保持在与稳态操作相容的状态下。此外，在该循环中传递电荷的 脉冲开始时间（t start)可被计算为等于tsw*Itmg。
[0072] 如果在向上斜坡开始之后新的电荷命令（即新的较高目标电流值）到达，尤其如 果它在该循环中较晚，则峰电流可变得过大。下面的公式限定了峰电流，以使循环结束时的 电流等于平均电流。参见图16,t=t start，并且tmd=tsw。

【权利要求】
1. 一种在电流共享配置中使相电流斜变的方法，其中，所述相电流求和至总电流，所述 方法包括： 通过多个电压调整器模块中的每个电压调整器模块在电流共享配置中提供相应的相 电流； 根据所述相应的相电流和提供所述相应的相电流的电压调整器模块的电压误差值的 循环平均的当前值，对每个相应的相电流确定目标电流值；以及 响应于指令多个电压调整器模块使其相应的部分电流斜变，而使每个相电流斜变至所 述目标电流值。
2. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述电压误差确定所述目标电流值包 括获得下列参数中的一个或多个： 根据所述电压误差的比例控制值； 根据所述电压误差的积分控制值；或者 根据所述电压误差的微分控制值。
3. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括： 通过每个电压调整器模块产生共同输出电压； 其中产生相应的相电流是根据所述共同输出电压来执行的。
4. 如权利要求3所述的方法，其特征在于，还包括： 通过每个电压调整器模块产生相应的控制脉冲； 其中产生共同输出电压是响应于所述相应的控制脉冲来执行的。
5. 如权利要求4所述的方法，其特征在于，还包括：根据下列参数来确定所述控制脉冲 的宽度： 相应的切换循环结束时的目标电流值；以及 相应的切换循环开始时的相应的相电流的值。
6. 如权利要求4所述的方法，其特征在于，还包括：确定所述控制脉冲的开始时间，包 括计算一开始时间，所述开始时间导致根据相应的切换循环内的目标电流值传递特定量的 电荷。
7. 如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述特定量的电荷与所述目标电流值乘以 表征相应的切换循环的时间周期相当。
8. -种电压调整器模块，包括： 输出级，所述输出级被配置成提供一共同输出电压以及一个或多个附加电压调整器模 块，并进一步被配置成提供对应的相电流，其中所述相应的相电流代表由多个电压调整器 模块建立的电流共享配置所提供的总电流的一部分，所述多个电压调整器模块中的每个电 压调整器模块被配置成提供在所述电流共享配置中的相应的相电流；以及 控制器，其被配置成： 根据所述对应的相电流的循环平均当前值和与所述共同输出电压对应的电压误差值 来确定目标电流值；以及 响应于指令多个电压调整器模块使其相应的相电流斜变，而使所述输出级将所述相电 流斜变至目标电流值。
9. 如权利要求8所述的电压调整器模块，其特征在于，所述控制器被进一步配置成根 据下面的一个或多个参数来确定所述目标电流值： 基于所述电压误差的比例控制值； 基于所述电压误差的积分控制值；或者 基于所述电压误差的微分控制值。
10. 如权利要求8所述的电压调整器模块，其特征在于，所述控制器被进一步配置成产 生控制脉冲；以及 所述输出级被配置成响应于所述控制脉冲而产生和提供输出电压以及一个或多个附 加电压调整器模块。
11. 如权利要求10所述的电压调整器模块，其特征在于，所述控制器被进一步配置成 根据下列参数确定控制脉冲的宽度： 相应的切换循环结束时的目标电流值；以及 相应的切换循环开始时的相电流的值。
12. 如权利要求10所述的电压调整器模块，其特征在于，所述控制器被进一步配置成 确定所述控制脉冲的开始时间，所述开始时间导致根据相应的切换循环内的目标电流值传 递特定量的电荷。
13. 如权利要求12所述的电压调整器模块，其特征在于，所述特定量的电荷与所述目 标电流值乘以表征相应的切换循环的时间周期相称。
14. 一种预测性多相控制器，包括： 输出，其被配置成提供一个或多个控制值，所述一个或多个控制值用于产生控制电压 调整器模块的输出级的控制信号，其中，所述电压调整器模块可用作被配置成建立电流共 享配置的多个电压调整器模块中的一个，其中所述多个电压调整器模块中的每个电压调整 器模块用于提供在电流共享配置中的相应的相电流；以及 电路，其被配置成： 确定根据第一相电流的循环平均的当前值的目标电流值以及与由所述多个电压调整 器模块提供的共同输出电压所对应的电压误差值，其中所述第一相电流由所述电压调整器 丰旲块提供；以及 响应于指令使第一相电流斜变而使所述第一相电流斜变至所述目标电流值，其中为 使所述第一相电流斜变，所述控制器被进一步配置成调节一个或多个控制值中的一个或多 个。
15. 如权利要求14所述的预测性多相控制器，其特征在于，所述电路被进一步配置成 根据下面的一个或多个参数来确定所述目标电流值： 基于所述电压误差的比例控制值； 基于所述电压误差的积分控制值；或者 基于所述电压误差的微分控制值。
16. 如权利要求14所述的预测性多相控制器，其特征在于，所述一个或多个控制值包 括控制脉冲的脉宽值；以及 其中所述控制信号包括所述控制脉冲。
17. 如权利要求16所述的预测性多相控制器，其特征在于，所述电路被进一步配置成 根据下列参数来确定所述脉宽值： 相应的切换循环结束时的目标电流值；以及 相应的切换循环开始时的第一相电流的值。
18. 如权利要求14所述的预测性多相控制器，其特征在于，所述一个或多个控制值包 括控制脉冲的开始时间；以及 其中所述控制信号包括所述控制脉冲。
19. 如权利要求18所述的预测性多相控制器，其特征在于，所述电路被进一步配置成 确定所述控制脉冲的开始时间，所述开始时间导致根据相应的切换循环内的所述目标电流 值传递特定量的电荷。
20. 如权利要求19所述的预测性多相控制器，其特征在于，所述特定量的电荷与所述 目标电流值乘以表征相应的切换循环的时间周期相称。
21. 如权利要求14所述的预测性多相控制器，其特征在于，所述电路进一步被配置成 根据在切换循环开始时的第一相电流的估计值来确定所述目标电流值。
【文档编号】H02M3/157GK104143914SQ201410110842
【公开日】2014年11月12日 申请日期:2014年3月24日 优先权日:2013年5月8日
【发明者】C·M·扬, S·S·齐达毕, J·R·托克 申请人:英特赛尔美国有限公司