DC/DC转换器的制作方法与工艺

本发明涉及DC/DC转换器。

背景技术：
作为生成比输入电压低的稳定的电压的方法，广泛使用了非绝缘型的降压斩波电路。但是，由于在如待机时等那样成为轻载的情况下也继续进行开关动作，因此越是轻载，电源转换效率越下降。为了解决该问题，提出了如下方法：将误差信号与规定的阈值进行比较来检测轻载，当变为轻载状态时，根据误差信号的脉动对开关晶体管进行导通截止控制，由此反复进行间歇动作，所述误差信号是对输出电压与基准电压进行比较而生成的。在该控制方式中，越是轻载，开关动作的频率越下降，由此能够减少开关损失，而且还能够减少开关晶体管的栅极驱动电流，因此能够改善效率(专利文献1)。图13示出专利文献1所记载的DC/DC转换器。图13所示的DC/DC转换器具有振荡器1、SR触发器2、逻辑与电路3、高端驱动器4、驱动REG电路5、防逆流二极管6、自举电容器7、高端MOSFET8、电感器9、输出电容器10、输出负载11、反馈电阻12、反馈电阻13、误差放大器14、相位补偿电阻15、相位补偿电容器16、PWM比较器17、逆变器18、逻辑或非电路19、低端驱动器20、低端MOSFET21、过零检测电路22、轻载检测比较器23、恒流源Ibias1和恒流源Ibias2。接着，参照图14所示的时序图，首先对稳定负载时(Iout＞Iskip)的区域动作进行说明。通过反馈电阻12和反馈电阻13对输出电压Vout进行分压，生成反馈电压FB。反馈电压FB被输入到误差放大器14的反相输入端子，在非反相输入端子中输入基准电压Vref。误差放大器14生成反馈电压FB与基准电压Vref之间的误差放大信号COMP，误差放大信号COMP被输出到PWM比较器17的反相输入端子、和轻载检测比较器23的反相输入端子。在轻载检测比较器23的非反相输入端子中输入轻载检测第1阈值Vsk_Lo，在输出负载电流Iout足够大的情况下，成为COMP＞Vsk_Lo。因此，轻载检测比较器23的输出信号SKIP成为低电平，对逆变器电路18的输入而输出低电平的信号。因此，间歇振荡动作成为禁止状态。在振荡器1上连接有恒流源Ibias2，振荡器1根据恒流源Ibias2而生成置位脉冲，并将置位脉冲输出到PWM锁存器2的置位端子S。在驱动REG电路5上连接有恒流源Ibias1，驱动REG(稳压)电路5经由低端驱动电路20和防逆流二极管6向高端驱动电路4供给驱动电压。当PWM锁存器2成为置位状态时，通过逻辑与电路3驱动高端驱动器4，从而使高端MOSFET8导通。此时，SW端子电压上升到直流电源Vin附近的电压，对应于SW端子与Vout端子的电压差的电流IDH流过电感器9，从而对输出电容器10和输出负载11进行能量供给。另一方面，在PWM比较器17的非反相输入中输入有与高端MOSFET8的漏极电流IDH成正比的高端电流检测信号Vtrip。在高端MOSFET8的导通期间，当高端电流检测信号Vtrip成为误差放大信号COMP以上时，对PWM锁存器2输出复位信号RESET。当PWM锁存器2成为复位状态时，通过逻辑与电路3使高端驱动器4截止，并且通过逻辑或非电路19使低端驱动器20导通。由此，高端MOSFET8从导通切换为截止，低端MOSFET21从截止切换为导通，从而将再生电流IDL从低端MOSFET21的源极通过漏极而提供到电感器9。在由振荡器1确定的振荡周期的期间内，在进行电感器9的再生没有结束的电流连续动作的情况下，PWM锁存器2再次成为置位状态，低端MOSFET21截止且高端MOSFET8导通。反复进行以上的动作，从而进行降压斩波器动作。接着，参照图14，说明从稳定负载转移到轻负载、并再次转移到稳定负载时的动作。当Iout下降时，误差放大信号COMP下降，因此以高端MOSFET8的漏极电流IDH的峰值变小的方式进行控制。轻载检测比较器23对误差放大信号COMP与第1轻载检测阈值Vsk_Lo进行比较，在误差放大信号COMP小于第1阈值Vsk_Lo时，将第1阈值Vsk_Lo切换为第2阈值Vsk_Hi，同时将轻载检测信号SKIP从低(low)切换为高(high)。并且，通过逆变器18、逻辑与电路3和高端驱动器4，强制地使高端MOSFET8截止。之后，当过零检测电路22检测到电感器9的再生期间结束，过零信号ZERO从低切换到高时，通过逻辑或非电路19和低端驱动器20使低端MOSFET21截止。之后，当在间歇振荡的开关动作停止期间中，输出电容器10的电荷通过输出电流Iout而被放电时，输出电压Vout稍微下降，当FB端子的电压与电压Vref之间的电位差变大时，误差放大电压信号COMP上升。当误差放大信号COMP变为第2轻载阈值Vsk_Hi以上时，轻载检测比较器23将轻载检测信号SKIP从高切换为低，由此轻载检测阈值从第2阈值Vsk_Hi切换为第1阈值Vsk_Lo。此时，将逆变器18的输出从低切换到高，从而开始开关动作。通过反复进行以上的一系列的动作来进行间歇振荡动作，以输出电流Iout变得越小间歇振荡周期越长的方式进行控制，从而使在高端MOSFET8和低端MOSFET21中产生的开关损耗下降而使轻载效率提高。然后，当Iout上升时，随着Iout上升，间歇振荡截止期间中的Vout的下降时间变短，因此间歇振荡周期变短。最终，误差放大信号COMP上升而变为不小于轻载检测第1阈值Vsk_Lo时，转移到稳定振荡动作。在专利文献2中，作为在轻载时减少开关次数的提案，提出了如下内容：在降压型斩波器中，在轻载时使第2阈值向高电位侧偏移规定的电压幅度，其中，该降压型斩波器是如下地动作的：通过磁滞比较器对输出电压进行检测，在所检测的电压为第1阈值时使开关元件截止，在所检测的电压为比第1阈值小的第2阈值时，使开关元件导通。【专利文献1】美国专利5481178号公报【专利文献2】日本特开2007-020352号公报但是，在专利文献1中，作为第1问题，由于在PWM比较器17中存在传播延迟，因此即使电流检测信号Vtrip达到误差放大信号COMP，也不能迅速将复位信号输出到PWM锁存器2而使高端MOSFET8截止。因此，误差放大信号COMP被预先控制为比目标电平低的电压。由于该传播延迟恒定，因此如图15的(a)所示，在Vout比较大的条件(Vin与Vout之间的电压差小)下，高端MOSFET8的导通期间(对应于15的(a)的Vtrip的导通期间)相对于传播延迟ΔT足够长，因此不会特别成为问题。但是，在Vout的设定比较小的条件(Vin与Vout之间的电压差大)下，高端MOSFET8的导通期间(对应于15的(b)的Vtrip的导通期间)变短，不能忽略传播延迟的影响，误差放大信号COMP被控制为比目标电平小很多的电压。轻载检测比较器23对该误差放大信号COMP与轻载检测第1阈值Vsk_Lo进行比较而进行轻载检测，因此如图6所示，存在如下问题：越是在Vout小的条件下，轻载判定的电流电平(轻载检测阈值)变得越大，在本来想要进行稳定振荡动作的重载的区域中也进行间歇振荡动作。另外，作为第2问题，当在间歇振荡期间高端MOSFET8导通时，由于Vout上升，FB端子电压与电压Vref之间的电压差增加，因此误差放大信号COMP下降，轻载检测信号SKIP再次从低切换为高，使高端MOSFET8和低端MOSFET21的动作停止。但是，实际上，在误差放大信号COMP中存在响应延迟，误差放大信号COMP不能迅速地小于轻载检测第1阈值(Vsk_Lo)，因此如图14所示，在一个间歇振荡周期中进行多次开关动作。因此，叠加在Vout上的纹波电压变大，伴随于此，间歇振荡的截止期间过度增长。因此，间歇振荡频率比人类的可听域(20kHz以下)低，在作为输出电容器10使用了陶瓷电容器时，存在因其压电效应而产生声响的问题。另外，作为第3问题，存在如下问题：由于在进入到间歇振荡动作的负载电流与从间歇振荡动作脱离的负载电流之间没有电流差，因此在阈值附近的负载区域，动作变得不稳定。对于专利文献2，虽然能够减少上述第2问题，但是不能解决第1问题和第3问题。

技术实现要素：
本发明的目的在于，提供如下的DC/DC转换器：即使在输出电压小的条件下，也能够不增大轻载检测阈值而在重载的区域禁止进行间歇振荡动作。为了解决上述问题，第1方面的DC/DC转换器，其根据控制电路生成的驱动信号使开关元件导通截止，从而将第1直流电压转换为第2直流电压，该DC/DC转换器的特征在于，所述控制电路具有：振荡器，其输出规定的频率的脉冲；误差放大器，其对所述第2直流电压与基准电压之间的误差进行放大而输出误差放大信号；电感器，其与所述开关元件和所述第2直流电压的输出端子连接；过零检测电路，其在所述电感器的再生期间结束时输出过零信号；轻载检测电路，其对来自所述误差放大器的误差放大信号与阈值进行比较而输出轻载信号；计时器电路，其根据来自所述轻载检测电路的所述轻载信号和来自所述过零检测电路的过零信号，在经过规定的时间之后，输出间歇动作许可信号，在不输出所述过零信号的期间持续了规定的期间的情况下，输出间歇动作禁止信号；以及导通截止控制部，其在所述计时器电路输出了所述间歇动作许可信号的期间内所述误差放大信号小于所述阈值时，使所述开关元件截止，在所述计时器电路输出了所述间歇动作许可信号的期间内所述误差放大信号至少成为所述阈值以上时，使所述开关元件导通。根据本发明，计时器电路根据来自轻载检测电路的轻载信号和来自过零检测电路的过零信号，在经过规定的时间之后，输出间歇动作许可信号，在不输出过零信号的期间持续了规定的期间的情况下，输出间歇动作禁止信号。即，在输出电压较大时，由轻载检测电路确定的轻载阈值电平比由过零检测电路确定的轻载阈值电平低，因此优先轻载检测电路而输出间歇动作许可信号，另一方面，在输出电压较小时，由轻载检测电路确定的轻载阈值电平比由过零检测电路确定的轻载阈值电平高，因此优先过零检测电路而输出间歇动作许可信号。因此，即使在输出电压小的条件下，也不用增大轻载检测阈值，能够在重载的区域禁止间歇振荡动作。附图说明图1是本发明实施例1的DC/DC转换器的电路结构图。图2是本发明实施例1的DC/DC转换器的过零检测电路的详细的电路结构图。图3是发明的实施例1的DC/DC转换器的计时器电路的详细的电路结构图。图4是用于说明本发明实施例1的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。图5是用于说明在本发明实施例1的DC/DC转换器的间歇振荡动作时叠加纹波电压的动作的各部分的时序图。图6是在现有的DC/DC转换器中对于输出电压示出仅通过误差放大信号检测来确定的轻载检测阈值的图。图7是在本发明实施例1的DC/DC转换器中对于输出电压示出取通过误差放大信号检测而确定的阈值与通过过零检测而确定的阈值之间的逻辑与的轻载检测阈值的图。图8是本发明实施例2的DC/DC转换器的电路结构图。图9是用于说明本发明实施例2的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。图10是本发明实施例3的DC/DC转换器的电路结构图。图11是用于说明本发明实施例3的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。图12是本发明实施例4的DC/DC转换器的电路结构图。图13是现有的DC/DC转换器的电路结构图。图14是用于说明现有的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。图15是说明在现有的DC/DC转换器中输入电压与输出电压之间的电压差大时轻载检测阈值急剧上升的问题的图。标号说明1：振荡器；2：SR触发器；3、24、273、274：逻辑与电路；4：高端驱动器；5：驱动REG电路；6：防逆流二极管；7：自举电容器；8：高端MOSFET；9：电感器；10：输出电容器；11：输出负载；12、13：反馈电阻；14：误差放大器；15：相位补偿电阻；16：相位补偿电容器；17：PWM比较器；18：逆变器；19：逻辑或非电路；20：低端驱动器；21：低端MOSFET；22：过零检测电路；23：轻载检测比较器；25、26：开关；27：间歇振荡动作控制电路；271：低通滤波电路；272：计时器电路；275：单触发电路；276、277、2713：开关；2711：滤波电阻；2712：滤波电容；2715：逻辑或电路；Iripple：电流源；Ibias1、Ibias2：恒流源。具体实施方式以下，参照附图对本发明的DC/DC转换器的几个实施方式进行详细说明。首先，对本发明的概要进行说明。在现有技术中，通过对误差放大信号与阈值进行比较来检测了轻载，而相对于此，本发明的特征在于，将利用误差放大信号进行的检测与检测电感器电流的不连续的过零检测电路进行组合来检测轻载。即，在本发明中，通过组合轻载检测比较器与过零检测电路，在Vout值比较小的条件下进行利用过零检测的轻载检测，在Vout值比较大的条件下，通过轻载检测比较器来进行轻载检测，其中，该轻载检测比较器是通过对误差放大信号与轻载检测阈值进行比较而进行轻载检测的比较器，该过零检测电路是对电感器的再生期间结束的情况进行检测的电路。由此，能够解决在Vout较小时轻载检测阈值急速上升的问题，能够实现Vout依赖性小的轻载检测。此外，在现有技术中，在误差放大信号小于轻载检测阈值时停止开关动作，在误差放大信号变为了轻载检测阈值以上时重新开始开关动作，与此相对，本发明的特征在于，追加间歇振荡动作控制电路，将一个间歇振荡动作期间中的开关次数抑制为1次。即，在本发明中，在间歇振荡的导通期间结束时，纹波暂时叠加在FB电压上，从而使误差放大信号瞬间地下降，能够防止高端MOSFET连续地进行开关动作而将一个间歇期间中的开关次数抑制为一次。由此，能够将Vout的纹波抑制得低，并且间歇振荡周期不会过度下降，因此能够抑制来自输出电容器的声响。此外，现有技术为了检测轻载而按照第1阈值、比第1阈值大的第2阈值设置了磁滞，与此相对，本发明的特征在于，按照第1阈值、比第1阈值大的第2阈值、和比第2阈值大的第3阈值设置磁滞。即，在本发明中，构成为，将轻载检测阈值以第1阈值、第2阈值和第3阈值这三个阶段进行切换，在从稳定振荡动作转移到间歇动作时，轻载检测比较器的轻载检测阈值选择第1阈值来产生磁滞，在从间歇振荡动作转移到稳定振荡动作时，轻载检测比较器的轻载检测阈值选择电压电平比第1阈值大的第2阈值或第3阈值来产生磁滞，从而能够消除轻载检测阈值附近的不稳定动作。接着，以具有上述特征的DC/DC转换器的具体的实施例为例示进行说明。【实施例1】图1是本发明实施例1的DC/DC转换器的电路结构图。图2是本发明实施例1的DC/DC转换器的过零检测电路的详细的电路结构图。图3是发明的实施例1的DC/DC转换器的计时器电路的详细的电路结构图。实施例1的DC/DC转换器是如下的DC/DC转换器：根据控制电路生成的驱动信号来使开关元件导通截止，从而将第1直流电压转换为第2直流电压。振荡器1输出规定的频率的脉冲。误差放大器14对第2直流电压与基准电压之间的误差进行放大而输出误差放大信号。电感器9与由开关元件构成的MOSFET8、21和第2直流电压Vout的输出端子连接。过零检测电路22在电感器9的再生期间结束时输出过零信号。轻载检测比较器23对来自误差放大器14的误差放大信号和阈值进行比较而输出轻载信号。实施例1的DC/DC转换器的特征在于，相对于图13所示的现有的DC/DC转换器的结构进一步设置有用于控制间歇振荡动作的间歇振荡动作控制电路27。间歇振荡动作控制电路27构成为，具有：由滤波电阻2711、滤波电容2712、开关2713和逻辑或电路2715构成的低通滤波电路271；计时器272；逻辑与电路273；逻辑与电路274；单触发电路275；开关276；以及电流源Iripple。计时器电路272根据来自轻载检测比较器23的轻载信号和来自过零检测电路22的过零信号，在经过规定的时间之后，输出间歇动作许可信号，在不输出过零信号的期间持续了规定的期间的情况下，输出间歇动作禁止信号。逻辑与电路273、逆变器18以及逻辑与电路3(导通截止控制部)，在计时器电路272输出了间歇动作许可信号的期间内误差放大信号小于阈值时，使MOSFET8截止，在计时器电路272输出了间歇动作许可信号的期间内误差放大信号至少成为阈值以上时，使MOSFET8导通。低通滤波电路271具有用于调整时间常数的调整元件，由调整元件根据第1误差放大信号COMP1来生成第2误差放大信号COMP2。滤波电阻2711、滤波电容2712、开关2713以及逻辑或电路2715构成调整元件。PWM比较器17(电流比较器)对第2误差放大信号COMP2与流过MOSFET8的电流信号进行比较，并根据比较输出将用于使MOSFET8截止的复位信号输出到逻辑与电路274。逻辑与电路274取来自PWM比较器17的复位信号与来自计时器电路272的信号之间的逻辑与，并输出到单触发电路275。单触发电路275根据来自逻辑与电路274的输出而生成单触发脉冲，并经由开关276和逻辑或电路2715将其输出到开关2713。电流源Iripple(电压叠加电路)经由开关276而与误差放大器14的反相输入端子连接。在计时器电路272输出了间歇动作许可信号的期间内从PWM比较器17输出了复位信号时，电流源Iripple对误差放大器14的反相输入端子叠加规定的时间(单触发脉冲期间)的电压信号。低通滤波电路271在从计时器电路272输出间歇动作许可信号SKIP－OK时使开关2713截止，从而使时间常数比规定的时间常数大。并且，在计时器电路272输出了间歇动作许可信号的期间内从PWM比较器17输出了复位信号时，仅在单触发电路275输出的单触发脉冲的期间内使开关2713导通，从而将时间常数设为规定的时间常数。电流源Iripple在经过规定的时间后禁止电压信号的叠加。低通滤波电路271在经过规定的时间后使开关2713截止，从而使时间常数比规定的时间常数大。接着，参照图4的时序图，对稳定负载时(Iout＞Iskip_in)的区域动作进行说明。通过反馈电阻12和反馈电阻13对输出电压Vout进行分压，生成反馈电压FB。反馈电压FB被输入到误差放大器14的反相输入端子，在非反相输入端子中输入基准电压Vref。误差放大器14产生反馈电压FB与基准电压Vref之间的第1误差放大信号COMP1并输出到低通滤波器271。在稳定负载的状态下，由于计时器电路272的输出为低电平，因此开关2713经由逻辑或电路2715而闭合，低通滤波器271的衰减特性变弱，第2误差放大信号COMP2成为与第1误差放大信号COMP1大致相等的电压，并被输入到PWM比较器17的反相输入端子和轻载检测比较器23的反相输入端子。在轻载检测比较器23的非反相输入中输入轻载检测阈值Vsk_Lo，在输出电流Iout足够大的情况下，成为COMP2＞Vsk_Lo，因此轻载检测比较器23的输出信号SKIP1成为低电平。因此，通过逻辑与电路273对逆变器电路18的输入而输出低电平的SKIP2信号。因此，间歇振荡动作成为禁止状态。在振荡器1上连接有恒流源Ibias2，根据恒流源Ibias2而生成置位脉冲，输出到PWM锁存器2的置位端子。在驱动REG电路5上连接有恒流源Ibias1，该驱动REG电路5经由低端驱动电路20和防逆流二极管6向高端驱动电路4供给驱动电压。当PWM锁存器2成为置位状态时，通过逻辑与电路3驱动高端驱动器4，从而使高端MOSFET8导通。此时，SW端子电压上升到Vin附近的电压，对应于SW端子与Vout端子的电压差的电流IDH流过电感器9，从而对输出电容器10和输出负载11进行能量供给。另一方面，在PWM比较器17的非反相输入端子中输入有与高端MOSFET8的漏极电流IDH成比例的高端电流检测信号Vtrip，在高端MOSFET8的导通期间，当高端电流检测信号Vtrip成为第2误差放大信号COMP2以上时，对PWM锁存器2输出复位信号RESET。当PWM锁存器2成为复位状态时，通过逻辑与电路3使高端驱动器4截止，并且通过逻辑或非电路19使低端驱动器20导通。由此，高端MOSFET8从导通切换为截止，低端MOSFET21从截止切换为导通，从而将再生电流IDL从低端MOSFET21的源极通过漏极而提供到电感器9。在由振荡器1确定的振荡周期的期间内，在进行电感器9的再生没有结束的电流连续动作的情况下，PWM锁存器2再次成为置位状态，低端MOSFET21截止且高端MOSFET8导通。反复进行以上一系列的动作，从而进行降压斩波器动作。接着，参照图4、图5对从稳定负载转移到轻载(Iout＝Iskip_in)时的动作进行说明。当Iout下降时，第1误差放大信号COMP1和第2误差放大COMP2下降，因此以高端MOSFET的漏极电流IDH的峰值变小的方式进行控制。轻载检测比较器23对第2误差放大信号COMP2与第1轻载检测阈值Vsk_Lo进行比较，在时刻t1，当第2误差放大信号COMP2小于第1轻载检测阈值Vsk_Lo时，第1轻载检测信号SKIP1从低切换到高，对逻辑与电路273和计时器电路272供给表示轻载状态的信号。之后，Iout进一步下降，当电感器电流IL的谷值电流达到零安培时进行电流不连续动作。此时，SW端子电压的极性从负切换到正。如图2所示，在过零检测电路22中，通过比较器221检测SW端子电压的极性变化，使SR触发器222处于置位状态。由此，通过逻辑或非电路19和低端驱动器20使低端MOSFET21截止，同时对计时器电路272输出表示过零检测状态的信号。在计时器电路272中，在时刻t2，当第1轻载检测信号SKIP1和过零信号ZERO都成为高时，如图3所示，通过逻辑与电路2721，SR触发器2722成为置位状态，使开关2723导通，并且通过逆变器2724使开关2725截止，从而通过恒流源Idis使电容器2726进行放电。比较器2727对电容器2726的电位TM与间歇振荡许可第1阈值Vtm_Lo进行比较，在时刻t3，电容器2726的电位TM达到第1阈值Vtm_Lo。于是，在与间歇振荡许可信号SKIP-OK信号从低切换到高的同时，将第1阈值Vtm_Lo切换为电压电平比第1阈值Vtm_Lo大的第2阈值Vtm_Hi。由此，切换为许可间歇振荡动作的模式。此时，将轻载检测比较器23的轻载检测阈值切换为电压电平比第1阈值Vsk_Lo大的第3阈值Vsk_Hi。此外，当SKIP－OK信号从低切换为高时，逻辑或电路2715的一个输入变为低电平，因此开关2713断开，开关2713利用另一个输入Ripple_on信号进行开闭。由此，通过逻辑与电路2721取来自轻载检测比较器23的SKIP1和来自过零检测电路22的过零信号ZERO之间的逻辑与，由此进行轻载检测。在Vout值比较小的条件下，由过零检测电路22确定的轻载阈值电平比由轻载检测比较器23确定的轻载阈值电平低，因此优先过零检测电路22来确定轻载检测阈值Iskip－in。当设电感器9的电感器值为L、稳定振荡频率为Fsw时，此时的轻载检测阈值Iskip-in由Iskip_in＝Vout(Vin-Vout)/(2·L·Vin·Fsw)表示，在Vout比较小的条件下，在设Iskip-in为纵轴、Vout为横轴时，如图7所示，成为抛物线状的特性。另一方面，在Vout比较大的区域，Iskip-in电平由现有的轻载检测比较器23优先地确定。当图示该状态时为如图7所示。因此，能够解决在图6所示的Vout小的区域中Iskip-in变大的现有问题。另外，即使在Vout大的区域中，也能够防止Iskip-in变得过大的情况，能够实现Vout依赖性小的轻载检测动作。接着，参照图4和图5对轻载时的间歇振荡期间(Iout＜Iskip_in)的动作进行说明。在SKIP-OK信号为高且许可间歇振荡的状态下，在逻辑与电路273中，在第1轻载检测信号SKIP1为高时，对第2轻载检测信号SKIP2输出高，从而能够通过逆变器18、逻辑与电路3以及高端驱动器4强制地使高端MOSFET8截止。之后，在时刻t3，当过零检测电路22检测到电感器9的再生期间结束，过零信号ZERO从低切换到高时，通过逻辑或非电路19和低端驱动器20使低端MOSFET21截止。之后，当在间歇振荡的开关动作停止期间中，输出电容器10的电荷通过输出电流Iout而被放电时，Vout稍微下降，当FB端子与Vref之间的电位差变大时，由于第1误差放大电压信号COMP1上升，因此第2误差放大信号COMP2也上升。在时刻t4，当第2误差放大信号COMP2成为第3轻载阈值Vsk_Hi以上时，轻载检测比较器23将第1轻载检测信号SKIP1从高切换到低，从而将第2轻载检测信号SKIP2也从高切换到低，轻载检测阈值的电压电平比Vsk_Hi小，切换到比Vsk_Lo大的第2轻载阈值Vsk_Md。此时，将逆变器18的输出从低切换到高，从而开始MOSFET8的开关动作。之后，当高端MOSFET8的漏极电流IDH上升，在时刻t5，电流检测信号Vtrip达到第2误差放大信号COMP2时，PWM比较器17对PWM锁存器2输出复位信号，从而使高端MOSFET8截止。此时，通过逻辑与电路274对单触发电路275也供给复位信号RESET2。在单触发电路275中，接收复位信号RESET2而在规定的期间(时刻t6～t7)内将Ripple_on信号从低切换到高。由此，由于开关276导通，因此恒流Iripple被供给到FB端子，FB端子电压瞬间地上升。而且，在该时机，利用Ripple_on信号通过逻辑或电路2714使开关2713导通，从而使低通滤波器271的时间常数变小而减弱衰减效果。当FB端子电压急速上升时，由于与Vref之间的电压差变大，因此误差放大器14使第1误差放大信号COMP1瞬间地下降，第2误差放大信号COMP2也随之下降(时刻t6～t7)。当第2误差放大信号COMP2下降而达到轻载检测阈值Vsk_Md时，轻载检测电路23再次将第1轻载检测信号SKIP1从低切换到高，在使高端MOSFET8的开关动作停止的同时，将轻载检测阈值切换为Vsk_Hi。在经过规定的期间(时刻t6～t7)之后，单触发电路275将Ripple_on信号从高切换到低，使开关276截止。此时，在时刻t8～t9，在第1误差放大信号COMP1中产生过冲，轻载检测电路23有可能发生误检测。因此，使开关2713截止，从而使低通滤波器271的时间常数增加而提高衰减特性，能够防止在第2误差放大信号COMP2中产生过冲。之后，在电感器9的再生期间结束之后，使低端MOSFET21的开关动作停止。通过反复进行以上的一系列的动作来进行间歇振荡动作，以输出电流Iout变得越小间歇振荡周期越长的方式进行控制，从而使在高端MOSFET8和低端MOSFET21中产生的开关损耗下降而使轻载效率提高。并且，在间歇振荡的导通期间结束时，纹波暂时叠加在FB电压上，从而使第2误差放大信号瞬间地下降，能够防止高端MOSFET8连续地进行开关动作而将一个间歇期间中的开关次数抑制为一次。由此，能够将Vout的纹波抑制得低，并且间歇振荡周期不会过度下降，因此能够抑制来自输出电容器10的声响。最后，参照图4对从轻载恢复到稳定负载(Iout≥Iskip_out)时的动作进行说明。随着Iout上升，间歇振荡截止期间中的Vout的下降时间变短，因此间歇振荡周期变短。最终，当转移到电感器电流IL的谷值电流值为0A以上的连续模式时，由于过零信号ZERO成为低恒定值，因此SR触发器2722成为复位状态。因此，开关2725导通且开关2723截止，开始电容器2726的充电。当电容器2726的电位TM达到间歇振荡许可第2阈值Vtm_Hi时，比较器2727反转而将SKIP-OK信号从高切换到低，同时将轻载检测阈值切换为第1阈值Vsk_Lo。由此，构成为，将轻载检测阈值以第1阈值Vsk_Lo、第2阈值Vsk_Md和第3阈值Vsk_Hi这三个阶段进行切换，在从稳定振荡动作转移到间歇动作时，轻载检测比较器23的轻载检测阈值选择第1阈值Vsk_Lo来产生磁滞，在从间歇振荡动作转移到稳定振荡动作时，轻载检测比较器23的轻载检测阈值选择电压电平比第1阈值Vsk_Lo大的第2阈值Vsk_Md或第3阈值Vsk_Hi来产生磁滞，从而能够消除轻载检测阈值附近的不稳定动作。由此根据实施例1的DC/DC转换器，计时器电路272根据来自轻载检测电路23的轻载信号和来自过零检测电路22的过零信号，在经过规定的时间之后，输出间歇动作许可信号，在不输出过零信号的期间持续了规定的期间的情况下，输出间歇动作禁止信号。即，在输出电压较大时，优先轻载检测电路而输出间歇动作许可信号，在输出电压较小时，优先过零检测电路而输出间歇动作许可信号。因此，即使在输出电压小的条件下，也不用增大轻载检测阈值，能够在重载的区域禁止间歇振荡动作。另外，关于电流源Iripple，在计时器电路272输出了间歇动作许可信号的期间内从PWM比较器17输出了复位信号时，在误差放大器14的反相输入端子上叠加规定的时间的纹波，因此使误差放大信号瞬间地下降，防止高端MOSFET8连续地进行开关动作，从而将每一个间歇周期的开关次数抑制为一次。由此，能够将Vout的纹波抑制得低，并且间歇振荡周期不会过度下降，因此能够抑制来自输出电容器的声响。另外，在从稳定振荡动作转移为间歇振荡动作时，计时器电路272选择第1阈值，在从间歇振荡动作转移为稳定振荡动作时，计时器电路272选择第2阈值或第3阈值，由此在进入到间歇振荡动作的负载电流与从间歇振荡动作脱离的负载电流之间有意地设置电流差，从而能够消除轻载检测阈值附近的不稳定动作。【实施例2】图8是本发明实施例2的DC/DC转换器的电路结构图。图9是用于说明本发明实施例2的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。图8所示的实施例2的DC/DC转换器的特征在于，相对于图1所示的实施例1的DC/DC转换器，进一步设置了逻辑与电路24、开关25和开关26。另外，对于与图1所示的结构相同的结构，省略其说明。开关25与驱动REG电路5的一端和偏置源Ibias1的一端连接。开关26与振荡器1的一端和偏置源Ibias2的一端连接。逻辑与电路24取来自过零检测电路22的过零信号与来自逻辑与电路273的SKIP2之间的逻辑与，将BIASOFF信号输出到开关25、开关26。接着，参照图9所示的时序图对动作进行说明。首先，在间歇振荡动作的截止期间、且电感器9的再生完成、过零信号成为了高的期间(例如时刻t3～t4)，将BIAS_OFF信号从低切换到高，从而使开关25和开关26截止，使振荡器1和驱动REG电路5停止。在间歇振荡动作的导通期间内，逻辑与电路24将BIAS_OFF信号从高切换到低，从而使开关25和开关26导通，再次开始振荡器1和驱动REG电路5的动作，并再次开始高端MOSFET8和低端MOSFET21的开关动作。通过反复进行该处理，能够使在DC/DC转换器中消耗的电流的平均值下降。因此，相比于图1所示的实施例1的DC/DC转换器，能够进一步提高轻载效率。【实施例3】图10是本发明实施例3的DC/DC转换器的电路结构图。图11是用于说明本发明实施例3的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。实施例3的DC/DC转换器的特征在于，将图1所示的实施例1的DC/DC转换器的间歇振荡动作电路27变更为了间歇振荡动作电路27b。间歇振荡动作电路27b相对于间歇振荡动作电路27，删除了电流源Iripple和开关276，并追加了基准电压Vref2和开关277。在误差放大器14的非反相输入端子上连接有开关277的公共端子，在开关277的第1切换端子上连接有基准电压Vref1，在开关277的第2切换端子上连接有比基准电压Vref1低的基准电压Vref2。开关277通过来自单触发电路275的Ripple_on信号进行导通截止。在图1所示的实施例1中，为了将一个间歇振荡动作期间中的开关次数抑制为1次，在间歇振荡的导通期间结束时，纹波暂时叠加在FB电压上，从而使误差放大信号瞬间地下降，防止了高端MOSFET连续地进行开关动作。与此相对，在实施例3中，根据单触发电路275输出的Ripple_on信号，通过开关277将误差放大器14的非反相输入端子中的输入电压切换为比基准电压Vref1低的基准电压Vref2。由此，使误差放大信号瞬间地下降，防止了高端MOSFET连续地进行开关动作。由此，与图1所示的实施例1同样，能够将每一个间歇周期的开关次数抑制为一次，从而将作为现有技术的问题的输出电压Vout的纹波抑制得较低。此外，间歇振荡周期不会过度下降，因此能够抑制来自输出电容器的声响。【实施例4】图12是本发明实施例4的DC/DC转换器的电路结构图。图12所示的实施例4的DC/DC转换器的特征在于，相对于图10所示的实施例3的DC/DC转换器，进一步设置了逻辑与电路24、开关25和开关26。另外，在图12中，对于与图10所示的结构相同的结构，省略其说明。逻辑与电路24取过零检测电路22的过零信号与逻辑与电路273的输出之间的逻辑与，并将逻辑与输出作为BIAS_OFF信号输出到开关25和开关26。开关25与振荡器1和偏置源Ibias2之间连接。开关26与驱动REG电路5和偏置源Ibias1之间连接。由此，根据实施例4，逻辑与电路24在间歇振荡动作的振荡截止期间、且电感器9的再生完成、过零信号成为了高的期间，将BIAS_OFF信号从低切换到高。由此，开关26和开关27截止，使振荡器1和驱动REG电路5停止。另一方面，逻辑与电路24在间歇振荡动作的振荡导通期间，将BIAS_OFF信号从高切换到低。由此，开关25和开关26导通，使振荡器1和驱动REG电路5的动作重新开始。因此，重新开始高端MOSFET8和低端MOSFET21的开关动作。通过反复进行该处理，使在电路中消耗的电流的平均值下降，由此能够与图10所示的实施例4同样地进一步提高轻载效率。产业上的可利用性本发明能够利用于开关电源装置。