用于检测和补偿开关电源的主动输出滤波器的系统的制作方法

用于检测和补偿开关电源的主动输出滤波器的系统的制作方法
【专利摘要】本发明公开了用于检测和补偿开关模式电源的主动输出滤波器的系统和方法。根据一个实施例的用于开关模式电源的控制器包括控制网络和检测网络该开关模式电源将输入电压转换成经调节的输出电压。控制网络形成用于调节输出电压电平的脉冲宽度控制信号。检测网络检测输出电压的相位延迟并且基于相位延迟调整控制网络的操作。可从诸如输出电压或补偿电压之类的包括相移的任何参数确定相位延迟。公开了用于调整控制环路的各种可选方案，包括但不限于增加斜率补偿、调整窗口电阻或窗口电流、增加将调整电流以调整波动电压、调整波动跨导以及调整波动电容。公开了数字和模拟补偿调整方案。
【专利说明】用于检测和补偿开关电源的主动输出滤波器的系统
[0001]本申请是要求美国优先权61/326，894、12/894，395、中国国家申请号201110113727.7、题为“用于检测和补偿开关电源的主动输出滤波器的系统和方法”的申请的分案申请。
[0002]相关申请的交叉引用
[0003]本申请要求2010年4月22日提交的美国临时申请S/N 61/326，894的权益，该申请的全部内容出于所有意图和目的通过引用结合于此。
[0004]附图简述
[0005]参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点，在附图中:
[0006]图1是示出开关模式电源的输出处的输出电压波动的部分示意图；
[0007]图2是描绘开关模式电源的输出电压的输出电压波动、同相电压和90°相移电压的图示；
[0008]图3是示出在由调节器生成且用于控制输出电压的电压电平的脉宽调制(PWM)控制信号的有效边缘处对输出电压进行采样的图示；
[0009]图4是合成波动调节器的示意性框图，其中利用数字补偿调整实现方式来改变误差放大器的增益以补偿相位延迟；
[0010]图5是示出响应于瞬态事件改变图4的调节器中的误差放大器的增益的效果的一系列模拟图；
[0011]图6是被修改以包含图4的自动补偿网络的恒定导通时间调节器的简化示意框图；
[0012]图7是利用跨导网络的模拟补偿网络的示意框图，该跨导网络基于所采样的电压和输出电压之差产生调整电流；
[0013]图8是在诸如图4的调节器之类的合成波动调节器中使用的图7的网络的瞬态模拟“之前和之后”的图；
[0014]图9是在诸如图4的调节器之类的合成波动调节器中使用的图7所示实现的小信号AC模拟的图；
[0015]图10是基于补偿电压而非输出电压的相位延迟检测的可选实施例的框图；
[0016]图11是示出用于响应于来自图4的自动补偿网络的调整信号来调整窗口电压而非误差放大器增益的可选数字补偿调整方案的示意图；以及
[0017]图12是示出用于响应于来自图4的自动补偿网络的调整信号来调整合成波动调节器的波动电容而非误差放大器增益的可选数字补偿调整方案的示意图。

【具体实施方式】
[0018]给出以下描述以使本领域技术人员能在特定应用及其需求的背景下作出和利用所提供的本发明。然而，优选实施例的多种修改对本领域技术人员将会是明显的，而且可将本文所限定的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明不旨在受限于本文中示出和描述的特定实施例，而应给予与本文中披露的原理和新颖特征一致的最宽范围。
[0019]已知用于开关模式电源的很多控制方案，包括例如滞后控制方案。滞后控制方案具有很多种类，包括例如各种合成波动模式、电压模式、电流模式和恒定导通时间模式等等。滞后控制方案由于其便于使用和快速的瞬态响应而通常是有优势的。它们通常需要电源设计者进行极少的补偿或不进行补偿以实现稳定系统。这对于宽范围的输出滤波器而言亦如此。然而，滞后控制方案由于主动输出滤波器设计而具有因变于输出电压相移或相位延迟的固有稳定性限制。主动滤波器一般的特征在于低输出电感值和/或低输出电容，且具有低输出电容器等效串联电阻(ESR)。相位延迟如果足够大的话则可导致输出电压振荡并产生双脉动。在常规配置中，当打算使用非常主动的滤波器时，控制方案通常需要被增大以维持稳定性。这种增大通常意味着电源在电路板层面上且通常是在硅层面上完全重新设计以适应可能范围的输出滤波器。关于这些常规方法的困难在于阻止稳定元件的瞬态性能的引入，这是使用滞后控制的主要目标。
[0020]本公开内容描述一种用于检测输出滤波器是否太主动以及自动补偿控制环路以维持稳定性的系统和方法。本文描述的系统和方法检测指示存在主动的不稳定输出滤波器的相移或相位延迟，并确定是否调整或修改控制环路补偿。自动检测可通过感测合并在诸如输出电压或补偿电压等系统内的任何电压或电流内的相位延迟来执行。自动补偿可按照若干方式中的任一种来执行，诸如通过调整控制环路特性、变量或参数、或者调整控制环路元件、在控制环路中增加稳定元件或这些补偿方案的任意组合。自动补偿可利用如本文进一步描述的数字和/或模拟方法来执行。自动检测和补偿允许不太主动的输出滤波器在不必进行调整时或在不需要稳定元件时维持最优瞬态性能。相反，当需要稳定化时，自动修改控制环路使得不需要由电源制造者或设计者进行重新设计。在没有增加如本文所述的“自动调谐”或自动检测和补偿的情况下，不太主动的输出滤波器设计具有较差的瞬态响应以适应更主动的输出滤波器选择。在增加自动调谐的情况下，对主动滤波器的补偿仅在需要时存在。
[0021]图1是示出降压型开关模式电源的输出处的输出电压波动的部分示意图。本发明示出使用降压型调节器，其中将输入电压降低至较低电压处的经调节的输出，然而可构想到其它类型的调节器，诸如升压型调节器(输出电压大于输入电压)或其组合。电源通常具有在形成输出电压VOUT的输出节点处耦合到输出电容器C的输出电感器L。在101处的简化图描绘通过输出电感器L的总电流，在103处的简化图描绘提供给负载(未示出)的DC电流，且在105处的简化图描绘电容器C两端的AC电流。输出电容器C包含或以其它方式固有地包括等效串联电阻(ESR)，其示为与电容器C串联耦合在输出节点和接地(GND)之间的电阻器Resk。电容器C还可包括等效串联电感(ESL)，它相对较小从而为了本公开的目的可忽略该ESL效果。
[0022]如示意图以及107、109和111处所示方程式所示，输出电压波动Vsa是两个主源的乘积，即AC电流乘以电容器C的ESR和完全由电容响应于AC电流刺激而生成的90°相移电压。注意，V?是输出电压VOUT的AC部分。用于控制这两个电压的AC大小的方程式
(I)、(2)和(3)表达如下:
[0023]vESK=i 波动 *ESR (I)
[0024]vc = [iL*Ts]/[8*C0UT] (2)
[0025]v&a= vc+vESE (3)
[0026]其中小写斜体变量i和V分别指示AC电流值和电压值，且Qjut是输出电容器C的电容。方程式(I)和(2)控制AC大小,而方程式(3)描述总电容器电压、大小和相位。如方程式⑶所不，输出电压VOUT的总波动Via是同相电压vESK和90°相移电压V。的和。
[0027]图2是描绘输出电压VOUT的输出电压波动Via、同相电压vESK和90°相移电压Vc的图示。如方程式⑶所表明的，V是V。和vESK的和。当输出电容器C的电容Qm很大以使得ESR也相应地很大时，具有零相移的同相电压Vesk占优势使得输出电压波动Vfca更接近零度因此表现出相对少量的相移。然而，对于更主动的滤波器设计使得电容0^和ESR较小时，90°相移电压V。增加且倾向于比Vesk值更占优势，使得V?的总相位从0°离开向90。移动，如图2所示。
[0028]滞后控制器原本是稳定的(即需要极少的补偿或不需要补偿)，当输出电压VOUT上的相移变得太大时它可能变得不稳定。例如，以下的方程式(4)指示在不增加斜率补偿的情况下恒定导通时间调节器的最小可允许ESR:
[0029][Fsff/ Ti = 1/[2* π *C0UT*ESR] (4)
[0030]方程式(4)示出输出电容器零频率应小于开关频率Fsw的约1/3。这限制(开关模式电源)调节器的带宽并且妨碍了通常在主动输出滤波器配置中所使用的全陶瓷输出滤波器的应用。可通过引入斜坡以增加同相电压信息来补偿主动输出滤波器，可将其称为斜率补偿。然而，无论使用哪个输出滤波器，永久性增加斜率补偿会阻碍瞬态响应。
[0031]图3是示出在由调节器生成且用于控制VOUT的电压电平的脉宽调制(PWM)控制信号的有效边缘处对输出电压进行采样的图示。如图3所示，如果在每个PWM转变处VOUT被采样并保持，则VOUT可与保持值进行比较从而得到AV值。对于导通时间采样和保持，差是AVw，而对于断开时间采样和保持，差是Λν_。更具体地，如左侧301处第一对曲线图所示，在PWM为高时VOUT被连续采样(在PWM的导通时间中采样)，然后在PWM变低的时间t0所采样的电压被保持(在PWM的断开时间中保持)。因此，对于这种情况的“有效边缘”是当PWM转变从高至低时。这导致在PWM为高时跟随VOUT而在PWM在时间t0变低时被保持在固定电平Hl处的第一采样和保持信号SM11。当相移大时，在PWM信号已经变低之后VOUT继续上升到峰值电平VPl，导致差AVw = VPl-Hl。如右侧303处第二对曲线图所示，(作为替代或附加)在PWM为低时VOUT被采样(在PWM的断开时间中采样)，然后在PWM变高的时间tl所采样的电压被保持(在PWM的导通时间中保持)。因此，对于这种情况的“有效边缘”是当PWM转变从低至高时。这导致在PWM为低时跟随VOUT而在PWM在时间t0变低时被保持在固定电平H2处的第二采样和保持信号S&H2。在这种情况下，当相移变大时，在PWM信号变高后VOUT继续下降到最小峰值电平VP2，导致差Λ Voff = H2-VP2。本文描述的检测方法检测AVm和AVtw中的任一个或两个，以检测相移的电平。对于在同一PWM周期中检测AVm和Λ Vtw两者，在VOUT达到其最大过冲量的同时所采样的值被保持充分长的时间，然后对于在相反方向上的PWM的下一个边缘再次启动采样。因此，AVm和AVtw中的任一个或两者可用于测量输出电压的相移量。一旦检测到相移，存在很多种不同方法来补偿系统以确保适当的操作。
[0032]图4是合成波动调节器400的示意性框图，其中利用数字补偿调整实现方式来改变误差放大器401的增益以补偿相位延迟。在一个实施例中，合成波动调节器400包括开关网络406，该开关网络406将输出电压VIN转换成输出电压VOUT，正如控制器404所提供的PWM信号所控制的那样。在一个实施例中，控制器404被设置在单独的集成网络(IC)或半导体芯片等上以控制外部开关网络406的操作。VOUT被感测为提供给控制器404内的误差放大器401的输入的反馈电压VFB。尽管VFB示为直接耦合到VOUTjS VFB可以是VOUT的成比例值，诸如经由相应的分压器(未示出)感测VOUT等等。将VFB提供给电阻器RAl的一端，该电阻器RAl的另一端耦合到误差放大器401的反相(-)输入以及增益电阻器Rll的一端。将指示VOUT的期望电平的电压VDAC提供给另一个电阻器RA2的一端，电阻器RA2的另一端耦合到误差放大器401的非反相输入以及另一个电阻器R12的一端。第二电阻器R12的另一端接收基准电压VREF。在所示实施例中，电阻器RAl和RA2 —般具有彼此相同的电阻，且电阻器Rll和R12—般也具有彼此相同的电阻，尽管可构想到替代配置。增益电阻器Rll和另一端耦合到误差放大器401的输出，该误差放大器401的输出形成指示VOUT的电压电平的误差电平的补偿电压VCOMP。
[0033]将VCOMP提供给一对窗口电阻器RWl和RW2的中间结点。对于平衡的窗口配置，RWl和RW2可具有相同的值，然而可构想到不同的值。电流源405在用于形成正窗口电压Vff+的节点处将窗口电流IW提供给RWl的另一端。电流吸收器407从用于形成负窗口电压Vff-的RW2的另一端吸取窗口电流IW。Vff+和VW-之间的电压差是如图所示的窗口电压W。将VW+提供给第一比较器Cl的反相输入，并将VW-提供给另一个比较器C2的非反相输入。比较器Cl的非反相输入和比较器C2的反相输入二者在波动节点处耦合在一起，形成波动电压VR。将比较器Cl的输出提供给S-R触发器(SRFF)413的复位R输入，且将比较器C2的输出提供给SRFF 413的置位S输入。SRFF413的Q输出形成PWM信号，该PWM信号提供在控制器404的输出处。
[0034]来自控制器404的PWM信号被提供给开关网络406的驱动器模块415的输入。驱动器模块415具有驱动第一(或上)电子开关Ql的栅极的第一输出，并且具有驱动第二(或下)电子开关Q2的栅极的第二输出。Ql的漏极接收输入电压VIN且其源极在相位节点耦合到Q2的漏极。Q2的源极耦合到GND，且相位节点耦合到输出电感器L的一端，输出电感器L的另一端耦合到输出节点形成输出电压V0UT。电子开关Ql和Q2示为N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。可构想到其它类型的公开开关技术，诸如适当的N型或P型晶体管或器件，包括结型栅场效应晶体管(JFET)和类似物、氮化镓(GaN)器件等。驱动器模块415配置成适当地驱动所选类型的电子开关。电容器C的输出耦合在输出节点和GND之间用于对VOUT进行滤波。输出电容器C如前所述地具有电容Ctot和ESR。
[0035]在控制器404内，将VREF提供给波动电阻器RR的一端，波动电阻器RR的另一端耦合到波动节点，形成波动电压VR。波动电容器CR耦合在波动节点和信号GND(SGND)之间。电流源409将与VIN成比例的电流gm.VIN提供给开关411的一个端子，开关411的第二端子耦合到波动节点。开关示为具有接收PWM信号的控制输入的单级单掷(SWST)开关。当PWM为低时开关411是断开的，而当PWM为高时开关411是闭合的。电流吸收器413从波动节点吸收与VOUT成比例电流gm-VDAC0增益值“gm”表示用于与输入电压VIN或输出电压VOUT相乘的跨导增益，用以形成根据合成波动调节对如本文进一步描述的波动电容器CR充电或放电的相应的成比例电流电平。
[0036]合成波动调节是一种用于合成地生成指示通过输出电感器L的波动电流的波动电压的方法，而不是通过直接或间接测量。如本领域的技术人员所理解的，通过电压驱动电感器的电流波形类似于电流驱动电容器两端的电压波形。因此，利用与输出电感器(例如，L)两端的电压成比例的电流驱动“波动”电容器(例如，CR)提供期望的波形形状。例如施加在输出电感器L 一端的相位节点电压在Ql为导通且Q2为断开时(当PWM为高时)一般是输入电压VIN，且在Q2为导通且Ql为断开时是零或基准电平(例如，SGND)。电流源409生成与VIN成比例的电流gm-VIN,当PWM为高闭合开关411时该电流gm.VIN被施加到电容器CR。当PWM为低断开开关411时，从电容器CR去除该电流。在L的另一端上的输出节点电压为VOUT。电流吸收器413生成与VOUT成比例的电流gm.VDAC,该电流被连续施加以对电容器CR放电。注意，VDAC是VOUT的目标电平，因此对于合成波动调节的目的表示V0UT。由此，利用与施加在输出电感器L两端的电压成比例的聚合电流驱动波动电容器CR，使得波动电压VR形成期望的波动波形形状。因此，波动电压VR有效地复制通过输出电感器L的波形波动电流，且VR用于控制PWM信号的反转，PWM信号控制开关网络406的开关操作。
[0037]在调节器400的正常操作中，在暂时忽略输出电容器C的作用时，VCOMP形成了指示VOUT相对于目标电压电平(例如，如VDAC所指示的)的相对误差的电压。窗口电压VW保持相对恒定，但随VCOMP的变化而上下“浮动”。当PWM为高时，驱动器模块415使Ql导通且Q2截止，使得VIN耦合到L且开关411闭合。波动电压以电流设备409和413确定的恒定速率上升。当VR上升到VW+时，比较器Cl切换并复位SRFF 413，这将PWM拉低。驱动器模块415使Ql截止且使Q2导通以将输出电感器耦合到GND，且开关411断开。波动电压VR以电流吸收器413确定的恒定速率下降，因为电流源409被开关411断开。当VR的电压下降到VW-时，比较器C2切换以置位SRFF 413从而再次将PWM拉高。操作以此方式重复使得调节器400尝试调节VOUT的电压电平。
[0038]控制器404包括用于基于VOUT的相移(亦称相位延迟)调整误差放大器401的增益的自动检测和补偿网络402。检测和补偿网络402包括用于检测相位延迟的检测网络408和响应于检测网络408以补偿控制环路的补偿网络410。补偿网络410包括另一个增益电阻器R2和开关403，它们彼此串联耦合在增益电阻器Rll的两端。当开关403断开时，放大器401的增益由Rll确定。当开关403闭合时，附加的增益电阻器R2被有效地置于与Rll并联以减少反馈增益电阻，并因此修改(例如，减少)增益。检测网络402还包括采样和保持模块417、偏移电压源419、比较器421、检测模块423和SRFF 425。采样和保持模块417具有接收VOUT的输入和形成保持电压HV的输出，该保持电压HV被提供给派你一电压源419的负端子。偏移电压源419形成偏移电压VOS且其正端子耦合到比较器421的反相输入，比较器421具有接收VOUT的非反相输入。偏移电压VOS可以正或负，这取决于确定是正过冲(例如，AVon)还是负过冲(例如，Λ Vqff)。偏移电压源419的正端子或输出提供阈值电压，比较器421将该阈值电压与VOUT作比较。比较器421的输出耦合到检测模块423的输入，检测模块423具有耦合到SRFF 425的置位输入的输出。SRFF 425的Q输出形成调整信号，它被提供给开关403的控制输入。PWM信号被提供给采样和保持模块417的一个时钟输入，采样和保持模块417的另一个时钟输入接收PWM的反相版本，PWM的反相版本以指示反相信号的上划线示出。将通电复位(POR)信号提供给SRFF 425的复位输入。
[0039]在操作中，在调节器400的任何通电或复位事件后，POR信号使SRFF 425复位，从而将ADJ信号拉低进而断开开关403。增益电阻器Rll被设计成用于利用不太主动的输出滤波器(例如，较高值的Cott)的适当操作使得调节器400的操作根据之前描述的正常操作进行。随着PWM信号变得有效，在PWM有效边缘之后由采样和保持模块417采样VOUT，以在其输出处形成所采样的电压SV。如之前参考图3所述，在PWM的下降边缘或在PWM的上升边缘或取决于特定配置在下降边缘和上升边缘采样VOUT。保持电压HV对应于图3中的Hl或H2或两者。如果在PWM的两个边缘处监视VOUT，则采样和保持模块417保持HV有效足够长时间一测量VOUT的过冲，然后在PWM的下一边缘之前返回到采样模式以便精确测量Λν_。同样，当PWM变低时VOS为正以将偏移电压与HV相加从而测量Λ Vm，当PWM变高时VOS为负以从HV减去偏移电压从而测量Λ Vqff (或者取决于特定实现加或减V0S)，用以确定阈值电压。或者，可提供单独的采样和保持以及比较器网络(未示出)，使得利用单独的阈值电压第一采样和保持以及比较器网络确定AVw而第二采样和保持以及比较器网络确定Λν_。应当理解，为了示出测量VOUT的相位延迟的原理简化图4中所示的检测和补偿网络402。当输出滤波器并不是足够主动时，则在操作期间八￥?和/或Λ Vtw不超过阈值电压(例如，HV+V0S〈V0UT，其中对于PWM的正边缘VOS为正，或者对于PWM的负边缘VOS为负)，使得比较器421不触发。因此，ADJ保持低且通过增益电阻器Rll来确定误差放大器401的增益。
[0040]当输出滤波器是主动的以使得在操作期间VOUT上升超过(或下降低于)阈值电压(HV和VOS的组合)时，则如检测模块423所检测的，比较器421触发。偏移电压VOS表示指示VOUT的相对相移的任何适当的偏移电压。如前所述，VOUT的相移量是基于输出滤波器的主动程度。可根据若干不同实施例中的一个或多个，来配置检测模块423。在一个实施例中，不提供检测模块423或者检测模块423仅仅是直通模块，使得通过比较器421的任何触发事件置位SRFF 425并拉高ADJ。在另一个实施例中，检测模块423被配置为滤波器和/或用于滤除比较器421的输出处的任何寄生噪声的延迟以确保实际触发事件的适当检测。作为附加或替代，检测模块423包括对比较器421的触发事件的数目计数的计数器。当比较器421的触发事件的数目达到预定的最小事件数目时(例如，10或100或1000等)，检测模块423置位SRFF 425以断言ADJ信号从而闭合开关403。
[0041]当开关403闭合时，附加的增益电阻器R2被设置成与增益电阻器Rll并联以修改(例如，减小)误差放大器401的增益。选择电阻器R2的电阻值，以与Rll的电阻组合起来，从而实现误差放大器401的适当或期望增益，进而确保适当操作主动输出滤波器，诸如输出电容器C或全陶瓷型电容器C的电容Qjut和ESR相对较小。尽管可略微减少瞬态响应，然而控制环路操作的修改增加了同相信息以为该系统补偿输出电压的相位延迟。
[0042]图5是示出响应于瞬态事件改变调节器400中的误差放大器401的增益的效果的一系列模拟图。第一瞬态事件是在约第一时间to处插入负载(负载增加)(或开始或应用)，而第二瞬态事件是在约时间tl处去除负载(负载减少)。顶部曲线图描绘仅使用电阻器Rll用于正常增益(例如，高增益)的具有高ESR(不太主动的滤波器)的V0UT。在这种情况下，存在通过调节器400的相对正常的恢复以及由此适当的响应。第二曲线图描绘在通过增加与Rll并联的电阻器R22来减小增益时具有高ESR(不太主动的滤波器)的VOUT0在这种第二情况下，瞬态响应由于不足的增益而受到影响(例如，较长的恢复)。检测和补偿网络402被配置成不触发高ESR情况，使得维持适当操作。
[0043]第三曲线图描绘仅使用电阻器Rll用于正常增益(例如，高增益)的具有低ESR(更主动的滤波器)的V0UT。在这种第三情况下，调节器400表现出不期望的回电(ringback)和欠阻尼响应。由此，在没有检测和补偿网络402的益处的情况下，使用主动输出滤波器导致调节器的性能遭受不期望的结果。可能建议顾客不使用主动输出滤波器，或相反使用增加成本的经修改的调节器以实现期望结果。相反，第四曲线图描绘在通过增加与Rll并联的电阻器R22来减小增益时具有低ESR(更主动的滤波器)的V0UT。在这种第二情况下，与第三情况相比通过减小增益来实现正常且充分的响应。检测网络408配置成在第ESR情况下触发使得对于主动输出滤波器实现适当操作。总之，检测和补偿网络402自动检测相位延迟并将补偿施加到反馈控制环路使得对于宽范围的输出滤波器实现期望的操作(例如，如图5的曲线I和4所示)(同时避免诸如图5的曲线2和3所示的不期望的操作)。
[0044]图6是被修改以包含检测网络408和补偿网络610的恒定导通时间调节器600的简化示意框图。恒定导通时间调制器可受益于动态增加斜坡或“斜率”补偿以补偿主动输出滤波器。调节器600是类似于调节器400的数字实现方式，且没有描述调节器600的操作的特定细节，因为本领域的技术人员已知或理解。调节器600是用于以如上关于调节器400所述的类似方式将输入电压VIN转换成输出电压VOUT的开关电源，然而合成波动调节未被用于调节器600。调节器600包括控制器602，该控制器602可实现在控制器IC或芯片等上。用于调节器600的控制器602包括放大器601，该放大器601具有接收指示VOUT的VFB的反相输入和从电压源603正常接收基准电压REF的非反相输入。在这种情况下，包括补偿网络610，该补偿网络610包括组合器(例如，加法器)605、开关607和斜率补偿网络609。将REF电压提供给组合器605的一个输入，组合器605的另一个输入耦合到开关607的一个端子。开关607的另一个端子耦合到以SGND为基准的斜率补偿网络609的输出。开关607类似于开关403，且以如前所述类似的方式由从检测网络408接收的ADJ信号控制。斜率补偿可用于将同相信息增加到调节器600的控制环路。检测网络408经由ADJ信号控制开关607以基于VOUT的相移接入/断开斜率补偿网络609。因此，当检测网络408如前所述地检测到VOUT的相移/相位延迟时，它闭合开关607以增加斜率补偿网络609的斜率补偿从而动态补偿主动输出滤波器。如果采用不主动的输出滤波器，则不修改调节器600的操作。
[0045]除所述的几个数字实现方式外，构想到其它实现方式。在图7中示出用于合成波动调节的一个可能的模拟解决方案，用于补偿控制器部分701。控制器部分701基本上类似于关于调节器400描述的合成波动调节部分，并且以基本相同的方式操作以形成波动电容器CR两端的波动电压VR。然而，检测和补偿网络402被自动检测和补偿网络702代替，该自动检测和补偿网络702耦合到波动节点以调整波动电压VR而非调整控制环路内的误差放大器的增益。
[0046]在这种情况下，经采样的电压和输出电压VOUT之差通过跨导放大器网络转换成相应的调整电流，该调整电流随后经由波动节点馈送到波动电容器CR。检测和补偿网络702包括两个采样和保持模块701和703。采样和保持模块701以如前所述类似的方式由PWM来确定时钟，以向第一跨导放大器705提供导通时间采样H2。采样和保持网络703由反相版本的PWM来确定时钟，以向第二跨导放大器707提供断开时间采样Hl。跨导放大器705和707的输出在调节器部分701的波动节点处耦合在一起以调节VR。跨导放大器70的输出形成第一调整电流II，且跨导放大器705的输出形成第二调整电流12。调整电流Il和12共同具有将同相合成电流信息增加到调节器以补偿导致相移的主动输出滤波器的效果O
[0047]在可选的配置中，检测和补偿网络702检测VCOMP的相移而非V0UT。在控制的误差放大器的输出端的VCOMP表示VOUT和诸如VDAC之类的基准电压之差的放大版本，因此也包含相移信息。基于所检测的相移的补偿操作基本相同。
[0048]在图8中示出检测和补偿网络702的效果，图8是在诸如调节器400之类的合成波动调节器内使用的图7的网络的“之前和之后”瞬态模拟的图示。在一个实施例中，对于800kHz的开关频率在200纳亨力(nH)、40微法(μ F)和〈〈I毫欧(m Ω ) ESR下，输出滤波器是极为主动的。此外，负载插入瞬态发生在约时间t0，而负载去除瞬态发生在时间tl。如从图8的顶部VOUT迹线对可以看出的，对于没有校正的常规情况(例如“旧”)输出电压在负载插入和去除后表现出主要的回电和振荡。当如下部的VOUT迹线对所示地增加检测和补偿网络702时，输出以快速响应维持良好调节。当输出滤波器回到合理值时，瞬态表现为似乎检测和补偿网络702不存在。这在图9的图示中进一步得到证实。
[0049]图9是在诸如调节器400之类的合成波动调节器中使用的图7所示实现的小信号AC模拟的图。第一信号曲线901示出在不启用自动调谐的情况下具有高ESR(低主动输出滤波器)的正常情况的结果。在这种情况下，不提供或禁用检测和补偿网络702。第二信号曲线903示出在启用自动调谐的情况下具有高ESR(低主动输出滤波器)的正常情况的结果。在这种情况下，提供检测和补偿网络702并且检测和补偿网络702是活动的。第三信号曲线905示出在启用自动调谐的情况下对于中等ESR(更主动的输出滤波器)的结果。在这种情况下，提供检测和补偿网络702并且检测和补偿网络702是活动的。第四信号曲线907示出在启用自动调谐的情况下对于低ESR(主动输出滤波器)的结果。在这种情况下，提供检测和补偿网络702并且检测和补偿网络702是活动的。可以看出，当ESR高时，AC结果几乎等于在不提供检测和补偿网络702或检测和补偿网络702不活动时的结果.随着ESR减小，AC结果响应于作为检测和补偿网络702的操作的结果的调节器中的附加同相电流信息而改变，检测和补偿网络702的操作具有分离电感-电容(L-C)双极的效果。
[0050]图10是相位延迟检测的可选实施例的框图。在这种情况下，检测网络408监视VCOMP而非V0UT。如前关于图7所述，对于本领域的技术人员所理解的某些配置或实施例，在控制器的误差放大器的输出端(例如，误差放大器401的输出端)的VCOMP表示VOUT和诸如VDAC之类的基准电压之差的放大版本，因此也包含相移信息。检测网络408以基本相同的方式实现，且具有适当修改以感测VCOMP的相移而非V0UT。例如，可响应地调整偏移电压VOS的电压电平。在PWM信号的有效边缘采样和保持所采样的电压基本上与关于VOUT所描述的类似。
[0051]图11是示出用于响应于来自检测网络408的ADJ信号来调整窗口电压VW而非误差放大器增益的可选数字补偿调整方案的示意图。示出窗口网络基本上类似于调节器400的窗口网络，包括电流设备405和407以及以VCOMP为中心的窗口电阻器RWl和RW2。在这种情况下的补偿网络包括分别耦合到另一对电流设备105和1107的一对开关1101和1103，以选择地调整穿过窗口电阻器RWl和RW2的电流。电流设备1105和1107被配置成提供/吸收窗口调整电流IWA。开关1101和1103对于正常操作模式是常开的。当检测到相移后断言ADJ信号时，开关1101和1103均闭合使得电流IWA通过窗口电阻器RWl和RW2添加从而调整窗口电压W。
[0052]尽管没有明确示出，然而可构想到与图7的检测和补偿网络702类似的用于调整窗口电压VW的相应可选模拟补偿调整方案。电流设备1105和1107及开关1101和1103被检测和补偿网络702和电流调整设备(未示出)替代。调整电流Il和12相加以提供通过调整设备在电阻器RWl和RW2的两侧成镜像从而维持平衡的窗口配置的调整电流。该调整设备可包括电流镜等。
[0053]图12是示出用于响应于来自检测网络402的ADJ信号来调整合成波动调节器的波动电容而非误差放大器增益的可选数字补偿调整方案的示意图。提供电流设备409和413、波动电阻器RR和波动电容器CR并且它们以与关于调节器400所述的基本相同的方式耦合。与调整电容器CRA串联耦合的开关1201添加在波动电压节点和SGND之间。因此，当断言ADJ信号时，开关1201闭合且相应地修改总波动电容(例如波动电容增加以减小电压斜坡的斜率)。
[0054]其它补偿方法可包括但不限于调整窗口电阻器RWl和RW2、调整波动节点处电流设备409和413的调制器跨导(gm)和/或本文讨论的任意方法的组合。
[0055]虽然已参考本发明的某些优选版本相当详细地描述了本发明，但可构想其它可能的版本和变型。例如，仅示出了如何实现开关模式电源的主动输出滤波器的这种检测和补偿的几个示例(其中“电源”一般也被称为或另外包括调节器或转换器或调制器等)。检测和补偿的系统和方法可容易地适于若干种模拟和数字方式中的滞后布局。本领域普通技术人员应当理解的是，他们能容易地利用所公开的概念和特定实施例作为基础设计或修改其它结构以提供本发明的相同目的，这不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围。
【权利要求】
1.一种用于开关模式电源的控制器，所述开关模式电源将输入电压转换成经调节的输出电压，所述控制器包括: 控制网络，所述控制网络被配置为形成用于调节输出电压电平的脉冲宽度控制信号，其中所述控制网络包括误差放大器；以及 检测网络，所述检测网络被配置为检测输出电压的相位延迟并且被配置为基于所述相位延迟，通过向提供给所述误差放大器的输入的基准增加斜率补偿来调整所述控制网络的操作。
2.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述检测网络包括: 采样和保持模块，所述采样和保持模块在所述脉冲宽度控制信号的有效边缘处对输出电压进行采样并且提供经采样的电压； 偏移电压源，所述偏移电压源具有用于接收所述经采样的电压的输入并且具有用于提供阈值电压的输出；以及 比较器，所述比较器具有用于接收输出电压的第一输入，具有用于接收所述阈值电压的第二输入，还具有用于提供调整指示的输出，所述调整指示用于基于所述相位延迟来调整所述斜率补偿。
3.如权利要求1所述的控制器，其特征在于: 所述误差放大器具有用于提供补偿电压的输出，所述补偿电压指示输出电压误差；以及 其中所述检测网络利用所述补偿电压来检测所述相位延迟。
4.一种用于开关模式电源的控制器，所述开关模式电源将输入电压转换成经调节的输出电压，所述控制器包括: 控制网络，所述控制网络被配置为形成用于调节输出电压电平的脉冲宽度控制信号，其中所述控制网络包括滞后窗口网络，所述滞后窗口网络具有窗口电压；以及 检测网络，所述检测网络被配置为检测输出电压的相位延迟并且被配置为基于所述相位延迟，通过修改所述窗口电压来调整所述控制网络的操作。
5.如权利要求4所述的控制器，其特征在于，所述检测网络包括: 采样和保持模块，所述采样和保持模块在所述脉冲宽度控制信号的有效边缘处对输出电压进行采样并且提供经采样的电压； 偏移电压源，所述偏移电压源具有用于接收所述经采样的电压的输入并且具有用于提供阈值电压的输出；以及 比较器，所述比较器具有用于接收输出电压的第一输入，具有用于接收所述阈值电压的第二输入，还具有用于提供调整指示的输出，所述调整指示用于基于所述相位延迟来修改所述窗口电压。
【文档编号】H02M3/156GK104201889SQ201410471670
【公开日】2014年12月10日 申请日期:2011年4月21日 优先权日:2010年4月22日
【发明者】S·P·劳尔, R·S·A·菲尔布里克 申请人:英特赛尔美国股份有限公司