一种提高功率因数的简易电路的制作方法
【专利摘要】本实用新型公开了一种提高功率因数的简易电路，属于功率因数只需要略微提升的电路【技术领域】，意在提供一种结构简单，成本低，满足ERP对最小功率因数要求的一种提高功率因数的简易电路。包括整流电路、滤波电容C1、功率电阻R1、二极管D5和二极管D6，二极管D6的负极端连接在二极管D5的正极端上，整流电路的负极输出端也连接在二极管D5的正极端上，二极管D5的负极端连接在功率电阻R1的一端上，功率电阻R1的另一端连接在二极管D6的正极端上，二极管D6的正极端连接在滤波电容C1的一端上，滤波电容C1的另一端连接在整流电路的正极输出端上。
【专利说明】—种提高功率因数的简易电路
【技术领域】
[0001]本实用新型涉及功率因数只需要略微提升的电路【技术领域】，尤其涉及一种提高功率因数的简易电路。
【背景技术】
[0002]目前，对于普通桥式整流，如果需要考虑负载的纹波电流或者纹波电压，则需要在整流桥后增加滤波电容。当整流桥后的滤波电容足够大的时候，功率因数(Power Factor,简称PF)只能在0.55-0.65左右，输入功率越小，相应的PF越小。目前的中小功率电源，特别是系统功率小于25W的，对于PF要求不是很高，只需要满足大于0.5即可，但是2016年9月份之后，ERP对于PF要求最小值不能低于0.55。
[0003]提高PF，目前常规用的有APFC (有源功率因数矫正)或者PPFC (无源功率因数校正)。相对而言，APFC性能较好，但是成本较高，且应用APFC的电路PF，一般都在0.9以上；PPFC大多采用逐流电路，相对成本较APFC便宜，但是性能相对APFC较差，一般采用逐流电路的PF都在0.7以上。
[0004]采用逐流电路，需要I个电解和3个二极管，同时PF值大概在0.7至0.85左右。但是对于一些功率在1W左右的产品，只需要满足功率因数大于0.55即可。而普通桥式整流考虑到实际的滤波电解选型不可能无限大，因此普通桥式整流PF只能做到0.5左右，比较临界；而改用逐流电路，虽然可满足PF大于0.55的要求，但是需要增加I个电解和3个二极管，增加成本较大，针对某些PF只需要略微提升而还需要成本较低的应用场合，性价比不合适。
实用新型内容
[0005]本实用新型是为了解决现有逐流电路存在如果只需要略微提升功率因数且对成本要求较低的应用场合时的性价比不合适的不足，提供一种结构简单，成本低，满足ERP对最小功率因数要求的一种提高功率因数的简易电路。
[0006]为了实现上述目的，本实用新型采用以下技术方案:
[0007]一种提高功率因数的简易电路，包括整流电路、滤波电容C1、功率电阻Rl、二极管D5和二极管D6，二极管D6的负极端连接在二极管D5的正极端上，整流电路的负极输出端也连接在二极管D5的正极端上，二极管D5的负极端连接在功率电阻Rl的一端上，功率电阻Rl的另一端连接在二极管D6的正极端上，二极管D6的正极端连接在滤波电容Cl的一端上，滤波电容Cl的另一端连接在整流电路的正极输出端上。
[0008]AC IN输入电压是以0-360°为I个周期交替出现的正弦波；要想提高PF，可通过增加输入电流导通角度来实现。由于二极管的单向导电特性，二极管只有在正向偏置时才会导通，也即只有在AC瞬时电压幅值高于滤波电容器两端DC电压时，二极管才会有电流通过。很显然，普通桥式整流电路二极管只有在AC电压峰值附近才会导通，其导通角小于90° (—般仅约70° )。为了提高PF，必须设法延长二极管的正向偏置时间。而常规所用的PPFC逐流电路(如图4所示)，它的工作原理是基于降低滤波电容直流电压，在每一个半周期内，将交流输入电压高于直流输出电压的时间拉长，二极管D7的导通角就可增大，电容C2变大，电源电流过零的死区时间则缩短，以此提高PF值。
[0009]而本实例的原理，则是利用减慢滤波电容器充电时间，延缓滤波电容器两端的DC电压上升速率，延长二极管两端的正向偏置，以此增加二极管的导通角度。
[0010]在系统稳态工作状态下，以输入电压在O至90度区间为例:
[0011]接通交流电源后，二极管导通，整流后电源同时向电容充电和向负载RL提供电流。在90°峰值时，AC IN输入电压开始以正弦规律下降，此时二极管是否关断，取决于二极管承受的是正向电压还是反向电压。先设达到90°后，二极管关断，那么只有滤波电容以指数规律向负载放电，从而维持一定的负载电流。但是90°后滤波电容放电所遵循的指数规律下降的速率比输入电压正弦规律下降的更快，因此超过90°以后有一段时间二极管仍然承受正向电压，二极管导通。随着时间的推移，正弦波的下降速率越来越快，滤波电容Cl两端的电压下降速率越来越慢。所以在超过90°后的某一点，二极管开始承受反向电压，二极管关断。此后只有电容器Cl向负载以指数规律放电的形式提供电流，直至下一个半周的正弦波来到，AC IN输入电压再次超过Cl两端的直流电压，二极管重又正向偏置开始导电。
[0012]负载所消耗能量固定、滤波电容容值固定，因此在二极管反向截至后、由滤波电容给负载供电的时间常数t是固定不可更改的。由此可知，二极管在何时开始导通，亦固定，不可更改。
[0013]因此，如果需要提高PF、延长二极管导通角度，则需要想办法延长滤波电容Cl的充电时间，延缓滤波电容Cl两端电压的上升速率。
[0014]滤波电容两端电压低于输入的AC电压，则二极管导通，AC开始给负载RL供电和滤波电容Cl充电，滤波电容充电时间常数t = R*C1(R为正向偏置的二极管和滤波电容本身的寄生电阻以及回路等效电阻之和，由于RSmQ级别，因此可忽略不计)。由此可知，适当增大R值，可延长滤波电容充电时间。
[0015]如果将R放置在如图2所示的Rl位置，则流经R的电流，包含给负载RL供电部分以及给电容Cl充电部分，
[0016]由 P = I2 X R = (IE1+IC1)2 X R。
[0017]如果将R放置在图3所示的Rl位置，同时将图3内的D5短路、D6移除，同样可延长滤波电容Cl的充电时间，但也同时延缓了电容Cl的放电时间，延后了二极管的再次导通时间，同时R上所产生的功耗也较大。针对此问题，设计了如图3所示的优化电路。增加D5和D6，D5加Rl起到延缓Cl充电速率的作用，而D6主要起到旁路Rl作用，D6的存在不会影响到滤波电容Cl的放电速率，同时可降低Rl所产生的功耗(此电路内，经过Rl的电流，只有给滤波电容Cl充电所产生的电流)。
[0018]图3所示的简易电路，既可适当提高PF，又不会增加过高的成本。在某些应用场合，会有相对较大的性价比优势。该电路通过D5和Rl延长滤波电容Cl充电时间常数t ；同时通过D6对于D5、R1的旁路作用，不影响二极管的正常导通时间；由此适当加大了二极管的导通角度、略微增加系统PF。
[0019]作为优选，整流电路包括:二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4，二极管D2的负极端连接在二极管Dl的正极端上，二极管D4的负极端连接在二极管D3的正极端上，二极管D2的正极端连接在二极管D4的正极端上，二极管Dl的负极端连接在二极管D3的负极端上，二极管D3的负极端连接在二极管D5的正极端上，滤波电容Cl的另一端连接在二极管D4的正极端上，在二极管Dl和二极管D2之间的连线上连接有电源的一个电极输入端，在二极管D3和二极管D4之间的连线上连接有电源的另一个电极输入。
[0020]作为优选，还包括一个指示灯，指示灯的一个电极端连接在二极管D5的正极端上，指示灯的另一个电极端连接在滤波电容Cl的另一端上。
[0021]本实用新型能达到如下效果:
[0022]1、本实用新型解决了现有系统功率1W左右电源，在桥式整流电路中功率因素偏低的问题。在增加有限成本、效率降低略微的情况下，满足ERP对于最小PF的要求。
[0023]2、本实用新型即解决了普通桥式整流无法满足最低PF大于0.55的要求，同时尽可能的减少为了提高PF而降低系统效率和增加成本所做的牺牲。
【专利附图】
【附图说明】
[0024]图1是普通桥式整流电路示意图。
[0025]图2是采用保险电阻提高PF的桥式整流电路示意图。
[0026]图3是本实用新型的一种提高PF的简易电路结构示意图。
[0027]图4是PPFC逐流电路示意图。
[0028]图5是一种最大功率限制控制电路的电路原理连接结构不意图。
【具体实施方式】
[0029]下面通过实施例，并结合附图，对本实用新型的技术方案作进一步具体的说明。
[0030]实施例:一种提闻功率因数的简易电路。
[0031]如图1是普通桥式整流电路示意图，在输入功率大约1W左右，整流桥后的滤波电解选型适当的时候，PF大概在0.45-0.6之间。
[0032]如图2是采用保险电阻提高PF的桥式整流电路示意图，图2上所增加的R1，可略微增大PF。在系统功率大概在1W左右，如果需要提高大约0.05-0.1左右的PF，大概会降低5% -10%左右的系统效率。
[0033]如图3是本实用新型的一种提高PF的简易电路结构示意图，将Rl由图2所示的整流桥前，移到整流桥后，同时增加D5和D6。该方式可有效提高PF，同时减小Rl对于系统功率的影响。
[0034]参见图3所示，包括整流电路、滤波电容Cl、功率电阻R1、二极管D5和二极管D6，二极管D6的负极端连接在二极管D5的正极端上，整流电路的负极输出端也连接在二极管D5的正极端上，二极管D5的负极端连接在功率电阻Rl的一端上，功率电阻Rl的另一端连接在二极管D6的正极端上，二极管D6的正极端连接在滤波电容Cl的一端上，滤波电容Cl的另一端连接在整流电路的正极输出端上。整流电路包括:二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4，二极管D2的负极端连接在二极管Dl的正极端上，二极管D4的负极端连接在二极管D3的正极端上，二极管D2的正极端连接在二极管D4的正极端上，二极管Dl的负极端连接在二极管D3的负极端上，二极管D3的负极端连接在二极管D5的正极端上，滤波电容Cl的另一端连接在二极管D4的正极端上，在二极管Dl和二极管D2之间的连线上连接有电源的一个电极输入端，在二极管D3和二极管D4之间的连线上连接有电源的另一个电极输入。还包括一个指示灯(图3中没有画出)，指示灯的一个电极端连接在二极管D5的正极端上，指示灯的另一个电极端连接在滤波电容Cl的另一端上。
[0035]AC IN输入电压是以0-360°为I个周期交替出现的正弦波；要想提高PF，可通过增加输入电流导通角度来实现。由于二极管的单向导电特性，二极管只有在正向偏置时才会导通，也即只有在AC瞬时电压幅值高于滤波电容器两端DC电压时，二极管才会有电流通过。很显然，普通桥式整流电路二极管只有在AC电压峰值附近才会导通，其导通角小于90° (—般仅约70° )。为了提高PF，必须设法延长二极管的正向偏置时间。而常规所用的PPFC逐流电路(如图4所示)，它的工作原理是基于降低滤波电容直流电压，在每一个半周期内，将交流输入电压高于直流输出电压的时间拉长，二极管的导通角就可增大，电源电流过零的死区时间则缩短，以此提高PF值。
[0036]而本实例的原理，则是利用减慢滤波电容器充电时间，延缓滤波电容器两端的DC电压上升速率，延长二极管两端的正向偏置，以此增加二极管的导通角度。
[0037]在系统稳态工作状态下，以输入电压在O至90度区间为例:
[0038]接通交流电源后，二极管导通，整流后电源同时向电容充电和向负载RL提供电流。在90°峰值时，AC IN输入电压开始以正弦规律下降，此时二极管是否关断，取决于二极管承受的是正向电压还是反向电压。先设达到90°后，二极管关断，那么只有滤波电容以指数规律向负载放电，从而维持一定的负载电流。但是90°后滤波电容放电所遵循的指数规律下降的速率比输入电压正弦规律下降的更快，因此超过90°以后有一段时间二极管仍然承受正向电压，二极管导通。随着时间的推移，正弦波的下降速率越来越快，滤波电容Cl两端的电压下降速率越来越慢。所以在超过90°后的某一点，二极管开始承受反向电压，二极管关断。此后只有电容器Cl向负载以指数规律放电的形式提供电流，直至下一个半周的正弦波来到，AC IN输入电压再次超过Cl两端的直流电压，二极管重又正向偏置开始导电。
[0039]负载所消耗能量固定、滤波电容容值固定，因此在二极管反向截至后、由滤波电容给负载供电的时间常数t是固定不可更改的。由此可知，二极管在何时开始导通，亦固定，不可更改。
[0040]因此，如果需要提高PF、延长二极管导通角度，则需要想办法延长滤波电容Cl的充电时间，延缓滤波电容Cl两端电压的上升速率。
[0041]滤波电容两端电压低于输入的AC电压，则二极管导通，AC开始给负载RL供电和滤波电容Cl充电，滤波电容充电时间常数t = R*C1(R为正向偏置的二极管和滤波电容本身的寄生电阻以及回路等效电阻之和，由于RSmQ级别，因此可忽略不计)。由此可知，适当增大R值，可延长滤波电容充电时间。
[0042]如果将R放置在如图2所示的Rl位置，则流经R的电流，包含给负载RL供电部分以及给电容Cl充电部分，
[0043]由 P = I2 X R = (IE1+IC1)2 X R。
[0044]如果将R放置在图3所示的Rl位置，同时将图3内的D5短路、D6移除，同样可延长滤波电容Cl的充电时间，但也同时延缓了电容Cl的放电时间，延后了二极管的再次导通时间，同时R上所产生的功耗也较大。针对此问题，设计了如图3所示的优化电路。增加D5和D6，D5加Rl起到延缓Cl充电速率的作用，而D6主要起到旁路Rl作用，D6的存在不会影响到滤波电容Cl的放电速率，同时可降低Rl所产生的功耗(此电路内，经过Rl的电流，只有给滤波电容Cl充电所产生的电流)。
[0045]图3所示的简易电路，既可适当提高PF，又不会增加过高的成本。在某些应用场合，会有相对较大的性价比优势。该电路通过D5和Rl延长滤波电容Cl充电时间常数t ；同时通过D6对于D5、R1的旁路作用，不影响二极管的正常导通时间；由此适当加大了二极管的导通角度、略微增加系统PF。
[0046]如果把AC IN输入电压先经过一个最大功率限制控制电路后再连接到整流电路，该简易电路对电流与驱动的输出最大功率的限制就更易于控制。参见图5所示。
[0047]最大功率限制控制电路包括:功率地GND、电阻R5、电阻R2、电容C4、运算放大器、电阻R3、电容C3、一号连接点(11)，二号连接点(22)、三号连接点(33)、基准电压端Vref和后继输出电路；功率地GND连接在一号连接点上；电容C4的一端连接在一号连接点上，电容C4的另一端连接在二号连接点上；电阻R5的一端连接在一号连接点上，电阻R5的另一端连接在电阻R2的一端上；电阻R2的另一端连接在二号连接点上；电阻R3的一端连接在二号连接点上，电阻R3的另一端连接在电容C3的一端上，电容C3的另一端连接在三号连接点上；运算放大器的正极输入端IN+连接在二号连接点上，运算放大器的负极输入端IN-连接在基准电压端Vref上，运算放大器的输出端连接在三号连接点上，后继输出电路连接在三号连接点上。
[0048]电阻R5为信号采样电阻，检测流过电阻R5即主回路的电流，电阻R2和电容C4构成滤波器对电阻R5上的信号进行转化，将采样到的信号转化成平均值信号。信号比较转换电路中，运算放大器、电阻R3和电容C3构成一个比较器。电阻R3、电容C3构成积分电路。本方案在两级或多级的有源功率因数校正的线路中，有源功率因数校正提供一个不随输入电压变化而变化的恒定母线电压，通过采样有源功率因数校正后端主回路上的电流，从而计算出输出功率。由于母线电压是固定值，采样电流的平均值正比于输出功率，则采样电流平均值的变化可以直接反应输出功率的变化。用此电流采样信号，可实现最大功率控制。通过将采样电阻R5上电流经过由电阻R2和电容C4组成的RC滤波电路转化成平均值信号，然后通过信号转化模块处理信号，最后利用经过比较处理后的输出信号控制后级输出电路，从而实现最大功率控制。电阻R5为信号采样电阻，采样电阻R5上的电流信号，通过电阻R2和电容C4组成的滤波电路，得到一个电流平均值信号，然后通过信号比较处理电路，将采样信号与标准值比较，转换得到输出信号，以实现后面的最大功率控制。然后通过信号转换电路，得到一个可以控制后级输出电路的信号，控制后级输出电路的工作状态，控制方式可以是控制开关频率，占空比或者采样电路的基准电平等，实现最大功率的限制功能。在信号比较转换电路中，先进行一个信号比较，如果前级信号处理过来的信号大于设定的基准信号，说明输出功率超出设定的最大功率，则信号转换电路会输出高电平信号，如果前级信号处理过来的信号小于或等于设定的基准信号，说明输出功率没有超出设定的最大功率，信号转换电路不起作用，后级输出电路按当前工作状态继续工作。
[0049]上面结合附图描述了本实用新型的实施方式，但实现时不受上述实施例限制，本领域普通技术人员可在所附权利要求的范围内做出各种变化或修改。
【权利要求】
1.一种提高功率因数的简易电路，其特征在于，包括整流电路、滤波电容Cl、功率电阻R1、二极管D5和二极管D6，二极管D6的负极端连接在二极管D5的正极端上，整流电路的负极输出端也连接在二极管D5的正极端上，二极管D5的负极端连接在功率电阻Rl的一端上，功率电阻Rl的另一端连接在二极管D6的正极端上，二极管D6的正极端连接在滤波电容Cl的一端上，滤波电容Cl的另一端连接在整流电路的正极输出端上。
2.根据权利要求1所述的一种提高功率因数的简易电路，其特征在于，整流电路包括:二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4，二极管D2的负极端连接在二极管Dl的正极端上，二极管D4的负极端连接在二极管D3的正极端上，二极管D2的正极端连接在二极管D4的正极端上，二极管Dl的负极端连接在二极管D3的负极端上，二极管D3的负极端连接在二极管D5的正极端上，滤波电容Cl的另一端连接在二极管D4的正极端上，在二极管Dl和二极管D2之间的连线上连接有电源的一个电极输入端，在二极管D3和二极管D4之间的连线上连接有电源的另一个电极输入。
3.根据权利要求1或2所述的一种提高功率因数的简易电路，其特征在于，还包括一个指示灯，指示灯的一个电极端连接在二极管D5的正极端上,指示灯的另一个电极端连接在滤波电容Cl的另一端上。
【文档编号】H02M1/42GK204156720SQ201420500710
【公开日】2015年2月11日 申请日期:2014年9月2日 优先权日:2014年9月2日
【发明者】寿志坚 申请人:浙江凯耀智能照明科技有限公司