反馈控制系统和方法与流程

本公开涉及反馈控制系统和方法。特别地，本公开涉及用于音圈电动机的反馈控制系统和方法。

背景技术：

音圈电动机(VCM)是用于驱动电磁负载的执行器。由于它们较小的尺寸、低成本以及耐震动，应用典型地使用VCM。而且，VCM应用经常需要正向和反向VCM运行。例如，VCM用于移动硬盘驱动应用中的读/写磁头且用于在成像应用中聚焦透镜。

一般地，VCM包括至少永磁电路和线圈。在闭环反馈系统中，VCM与桥接电路交互，桥接电路驱动电流通过VCM的电磁负载。

为了驱动电流，提供动态的或线性的驱动操作的第一组模拟电路系统经常与VCM联合使用。动态驱动器可靠地提供线性驱动信号给电磁负载。然而，动态驱动器是低效的，因为它们消耗了相对大量的功率。设计者通常仅在最小化噪声重要的情形以及电磁兼容性(EMC)至关重要的情形下才使用动态驱动器。

作为驱动电流的替选方案，提供脉宽调制(PWM)驱动操作的第二组电路系统与VCM联合使用。PWM驱动器比动态驱动器更高效且消耗相对少的功率。然而，PWM驱动器产生大量的辐射以及传导噪声，这会妨碍接近VCM或连接到VCM的灵敏电路操作。

先前的VCM驱动方案通常提供仅使用动态驱动操作或PWM驱动操作的系统。在动态驱动操作和PWM驱动操作两者都用于同一电动机的一些情形下，经常存在对于动态驱动操作和PWM驱动操作中的每一个电动机也不能在正向上和反向上运行的情况。

在动态驱动操作和PWM驱动操作两者均相对于同一电动机实施的其它一些情形中，每个驱动操作与反馈环路中的不同组的核心模拟组件相关联。不同组的核心模拟组件之间的切换需要不同模式的实现之间的过渡时间段。另外，不同组的核心模拟组件之间的切换引入了模式间的输出电流误差。

因此，对于能够利用PWM模式和线性模式两者来驱动负载的改进的音圈电动机驱动器存在需求。

技术实现要素：

本公开提供了用于VCM的反馈控制系统和方法。该系统利用模拟核，该模拟器为PWM运行模式和线性运行模式所共用。模拟核包括确定流经电动机的电流的误差的反馈机制。该反馈机制产生了对应于电流误差的误差电压，并且将电压施加到控制驱动器上。控制驱动器随后基于误差电压而在PWM模式或线性模式下控制电动机。通过共享共同的核，模式之间的开关时间被提高。此外，减小了模式之间的输出电流误差。

在第一方面，本公开提供了反馈控制系统，包括：模拟核；控制驱动器；以及音圈电动机(VCM)的电磁负载；其中模拟核布置成将来自电磁负载的反馈提供给控制驱动器，从而调节VCM的电流消耗；控制驱动器布置成从模拟核接收对应于施加到电磁负载上的电流的误差的误差电压；并且控制驱动器进一步布置成基于误差电压来控制施加到电磁负载的电流。

反馈控制系统可在闭环中运行。控制驱动器可在线性模式(有时称为动态模式)和脉宽调制(PWM)模式下可互换地运行。在线性模式和PWM模式中的每一个模式下，控制驱动器可进一步可互换地沿正向和反向操作电动机。在线性模式和PWM模式中的每一个下操作期间，模拟核可用于双向地驱动电动机。模拟核的可互换性实现了电动机在线性模式和PWM模式下运行之间的低的DC电压误差。

反馈控制系统的模拟核可包括至少：一系列的NMOS开关(n型MOSFET)和PMOS开关(p型MOSFET)以及运算放大器。在一些实施方案中，模拟核可进一步包括如下至少之一：电阻数模转换器(r-DAC)、电压开关以及电阻器。在模拟核内的一系列的NMOS开关和PMOS开关通常可以在H桥电路的形成中。

在第二方面，本公开提供了用于音圈电动机(VCM)的控制器，其中控制器布置成在线性模式和脉宽调制模式下双向地操作音圈电动机。

在第三方面，本公开提供了控制施加到音圈电动机(VCM)的电磁负载上的电流的方法，包括：驱动音圈电动机(VCM)的电磁负载；在控制驱动器处接收来自模拟核的与施加到电磁负载上的电流的误差对应的误差电压；以及利用控制驱动器，基于误差电压来控制施加到电磁负载上的电流。

附图说明

现在将参考附图仅通过实施例的方式来描述本公开，其中：

图1示出了根据本公开的实施方案的反馈控制系统；

图2示出了根据本公开的实施方案的控制驱动器；

图3A至3D示出了根据本公开的实施方案的在线性模式下运行的反馈控制系统和控制驱动器；

图4A至4D示出了根据本公开的实施方案的在脉宽调制模式下运行的反馈控制系统和控制驱动器；

图5示出了根据本公开的实施方案的反馈控制系统；

图6示出了根据本公开的实施方案的反馈控制系统；

图7示出了根据本公开的实施方案的反馈控制系统；

图8A至8D示出了根据本公开的实施方案的在脉宽调制模式和线性模式下运行的反馈控制系统和控制驱动器；

图9是示出偏移误差对VCM传递函数的影响的图；以及

图10是示出增益误差对VCM传递函数的影响的图。

具体实施方式

本公开提供了用于双向VCM的反馈控制系统。该反馈控制系统包括模拟核和控制驱动器。该模拟核确定在电动机中流动的电流的误差，并且生成误差电压。控制驱动器使用误差电压来驱动电动机。控制驱动器布置成在PWM模式和线性模式下驱动电动机。模拟核在两种模式下使用。因为同一模拟核用于两种模式，所以模式之间的切换时间被改进。此外，减小了模式之间的输出电流误差。控制驱动器还布置成在PWM模式和线性模式下沿正向和反向驱动电动机。

图1描绘了提供具有PWM模式和线性模式的双向驱动器的反馈控制系统100的实施方案。该反馈控制系统可包括：

·运算放大器102；

·PWM/线性控制驱动器104；

·一套MOSFET开关(106,108,110,112,114,和116)；

·电动机118；以及

·感应电路系统120。

典型地，一套MOSFET开关包括三组开关。

第一组MOSFET开关(例如，106和108)接受来自PWM/线性控制驱动器104的电压且调节输出电流。在任何给定时间，来自第一组MOSFET开关中的仅一个开关导通且在第一组中的其它开关关断或被禁用的同时调节输出电流。如图1所示，第一组MOSFET开关中的开关配置为p型MOSFET。第一组开关在PWM模式和线性模式下运行。

第二组MOSFET开关(例如，110和112)是用于电流的再循环的开关。至多，来自第二组MOSEFT开关中的仅一个开关导通且再循环电流。来自第二组MOSFET的开关仅在PWM模式下被激活，或者接通。在线性模式期间，第二组的全部开关都关断。如图1所示，第二组MOSFET开关中的开关被配置为n型MOSFET。

第三组MOSFET开关(例如，114和116)是使得电流沿第一方向或另一方向转向的开关。该组开关控制导钉孔在正向或反向上被致动。在任何给定时间，仅来自第三组MOSFET开关的一个开关导通且转向电流。第三组开关在PWM模式和线性模式两者下运行。如图1所示，第三组MOSFET开关中的开关被配置为n型MOSFET。

在线性模式期间，来自PWM/线性控制驱动器104的电压输出直接施加到来自第一组MOSFET开关中的一个开关。导通的MOSFET开关作为电流源运行且开始调节供给到电动机118的电流。在线性模式期间的运行中，电流流动：从来自第一组MOSFET开关的充当电流源的选定MOSFET(106或108)；通过电动机118；以及通过来自第三组MOSFET开关的选定MOSFET，这确定了电动机的方向(114或116)。

在PWM模式期间，来自PWM/线性控制驱动器104的电压输出施加到来自第一组MOSFET开关的与来自第二组MOSFET开关中的一个开关组合起作用的一个开关上。来自第一组和第二组的开关的组合(例如，106和110，或者108和112)作为反相器运行。因此，在PWM模式期间施加到电动机118上的电流被用脉冲调制为全导通或全关断。在PWM模式运行期间，通过来自第一组MOSFET开关和第二组MOSFET开关中的开关的组合来调节电流以脉冲形式的流动：从来自第一组MOSFET开关的选定MOSFET(106或108)；通过电动机118；以及通过来自第三组MOSFET开关的选定的MOSFET，这确定了电动机的方向(114或116)。

感应电路系统120提供了将代表了流经电动机118的电流量的在120上方的结点处可用的电流变换成反馈电压的电路组件。

然后，反馈电压作为输入提供给运算放大器102的负端子，用于反馈目的。运算放大器102将负端子处的反馈电压与正端子处的基准电压进行比较并且生成表示基准电压与反馈电压之间的差值或误差的电压。误差随后由PWM/线性控制驱动器104使用来相应地驱动电动机。

在一些示例性实施方案中，第一组MOSFET开关被配置为包括n型MOSFET，第三组MOSFET开关被配置为包括p型MOSFET开关。在该布置中，感应电路系统反而设在电路的顶部且具有接近第一组MOSFET开关的结点。

图2描绘了具有PWM模式和线性模式的双向PWM/线性控制驱动器200的实施方案。PWM/线性控制驱动器可以包括：

·缓冲器204，206和208；

·斜坡信号210；

·运算放大器212；

·PWM数字控制器214；

·方向逻辑230；以及

·非门(或反相器)232。

在输入侧，PWM/线性控制驱动器200控制接受至少三个信号，包括：模拟信号202；电动机方向信号228；以及控制模式信号240。模拟信号是由运算放大器102在反馈控制系统100中生成的误差信号。电动机方向信号228可以是模拟信号或数字信号并且用于选择电动机是在正向上运行还是在反向上运行。控制模式信号240可以是模拟信号或者数字信号并且用于选择电动机是在PWM模式下运行还是在线性模式下运行。

在输出侧，PWM/线性控制驱动器200生成至少三组信号。第一组PWM/线性控制驱动器输出信号220对应于用于控制第一组MOSFET开关的那些信号。第一组输出信号220包括信号216和信号218，它们各自控制不同的开关(例如，216控制开关106，218控制开关108)。第二组PWM/线性控制驱动器输出信号226对应于那些用于控制第二组MOSFET开关的信号。第二组输出信号226包括信号222和224，它们各自控制不同的开关(例如，222控制开关110，224控制开关112)。第三组PWM/线性控制驱动器输出信号238对应于那些用于控制第三组MOSFET开关的信号。第三组输出信号238包括信号234和236，它们各自控制不同的开关(例如，238控制开关114，236控制开关116)。

模拟信号202施加到PWM/线性控制驱动器200上且通过缓冲器204，206和208。缓冲器204，206和208能够彼此定时钟和同步。离开缓冲期208电压信号施加到运算放大器212的负端子。斜坡信号或者锯齿信号210施加到运算放大器212的正端子。运算放大器的输出取决于在负输入端子处供给的电压的电平，并且输出是方波。方波输出被供给到PWM数字控制器214。PWM数字控制器214进一步接受控制模式信号240作为输入。

如果控制模式信号240指示控制模式是线性模式(例如，控制模式信号240是1)，则PWM数字控制器214去激活信号222和224。而且，在线性模式中，PWM数字控制器214充当控制信号且允许来自缓冲器204和206中的一个的输出直接且连续地流到来自第一组MOSFET开关中的适合的开关。

如果控制模式信号240指示控制模式是PWM模式(例如，控制模式信号204是0)，则PWM数字控制器214激活输出222和224。从运算放大器212的输出生成的方波被提供给216和218中的一个，使得脉冲方波信号流到来自第一组MOSFET开关中的适合的开关。同时，PWM数字控制器214将从运算放大器212的输出生成的方波的反相形式提供给输出222和224中的适合的一个。

从输出222和224中选出的信号，以及因此来自第二组MOSFET开关110，112中的开关，被选择以对应于来自第一组MOSFET开关的接收方波的信号。例如，如果方波沿着对应于开关106的输出216被提供，那么反相的方波沿着对应于开关110的输出222被提供。如果方波沿着对应于开关108的输出218被提供，则反相的方波沿着对应于开关112的输出224被提供。

电动机方向信号228至少被提供给方向逻辑230。在一些实施方案中，电动机方向信号228有益地进一步与PWM数字控制器214连接。根据电动机的正向运行或电动机的反向运行的选择，方向逻辑230提供输出信号。来自230的输出信号沿着一个通道，由非门反相，使得输出234和236总是为反相值。

在一些实施方案中，电动机方向信号是基于反馈控制系统的感应电流值来提供的。感应电流是与120感应的电流相同的电流。当电流值大于零时(Iout>0)，方向逻辑230提供将使电动机沿正向运行的输出信号。当电流值小于零时(Iout<0)，方向逻辑230提供将使电动机沿反向运行的输出信号。

图3A描绘了反馈控制系统300的实施方案，反馈控制系统300包括在处于线性模式的同时沿正向运行的双向驱动器。在用于具有在处于线性模式的同时沿正向运行的双向驱动器的VCM的反馈控制系统300中，该反馈控制系统包括：

·运算放大器302；

·PWM/线性控制驱动器304；

·一套MOSFET开关(306,308,310,312,114,和316)；

·电动机318；以及

·感应电路系统320。

在线性模式期间，来自PWM/线性控制驱动器304的电压输出直接施加到来自第一组MOSFET开关的一个开关，即开关306。MOSFET开关306作为电流源运行且开始调节供给电动机318的电流。电流从充当电流源的MOSFET 306流动且通过电动机318。PWM/线性控制驱动器304进一步激活MOSFET 316，使得电动机在正向上旋转。离开电动机318的电流流经开关316。

感应电路系统320提供了将320上方的结点处可得到的代表了流经电动机318的电流量的电流变换成反馈电压的电路组件。

反馈电压随后作为输入提供给运算放大器302的负端子。运算放大器302将负端子处的反馈电压与正端子处的基准电压进行比较并且生成表示基准电压与反馈电压之间的差值或误差的电压。该误差随后由PWM/线性控制驱动器304使用来相应地驱动电动机。

图3B描绘了在处于线性模式的同时沿正向运行的双向PWM/线性控制驱动器304的构造。

对于反馈控制系统300，图3B描绘了从PWM/线性控制驱动器304提供作为输出的信号。由于驱动器处于线性模式，所以来自运算放大器302的误差信号被缓冲且直接且连续地通过PWM/线性控制来提供，经过输出322，到达开关306。为了激活来自第一组MOSFET的仅一个开关，输出324关断。假设反馈控制系统处于线性模式，与第二组MOSFET相关联的两个输出都关断(例如，326和328)。为了沿正向驱动电动机，输出332导通，而输出330关断。输出332驱动来自第三组MOSFET的开关316。

图3C描绘了反馈控制系统300的实施方案，该反馈控制系统包括处于线性模式的同时沿反向运行的双向驱动器。

在用于具有在处于线性模式的同时沿反向运行的双向驱动器的VCM的反馈控制系统300中，该反馈控制系统包括：

·运算放大器334；

·PWM/线性控制驱动器336；

·一套MOSFET开关(338,340,342,344,346,和348)；

·电动机350；以及

·感应电路系统352。

在线性模式期间，来自PWM/线性控制驱动器336的电压输出被直接施加到来自第一组MOSFET开关中的一个开关，即开关340。MOSFET开关340作为电流源运行且开始调节供给到电动机350的电流。电流从充当电流源的MOSFET 340流动且通过电动机350。PWM/线性控制驱动器336进一步激活MOSFET 346，使得电动机沿反向旋转。离开电动机350的电流流经开关346。

感应电路系统352提供将代表了流经电动机350的电流量的在352上方的结点处可得到的电流变换成反馈电压的电路组件。

反馈电压随后作为输入提供给运算放大器334的负端子。运算放大器334将负端子处的反馈电压与正端子处的基准电压进行比较且生成表示基准电压与反馈电压之间的差值或误差的电压。该误差随后由PWM/线性控制驱动器336使用来相应地驱动电动机。

图3D描绘了在处于线性模式的同时沿反向运行的双向PWM/线性控制驱动器336的构造。

对于反馈控制系统300，图3D描绘了来自PWM/线性控制驱动器336的提供作为输出的信号。由于驱动器处于线性模式，所以来自运算放大器334的误差信号被缓冲且直接且连续地通过PWM/线性控制驱动器来提供，经过输出356，到达开关340。要激活来自第一组MOSFET的仅一个开关，输出354关断。假设反馈控制系统处于线性模式，则与第二组MOSFET相关联的两个输出均关断(例如，358和360)。为了沿反向驱动电动机，输出362导通，而输出364关断。输出362驱动来自第三组MOSFET的开关346。

虽然与图3A，图3B，图3C和图3D相关联的标号不同，应当指出，这仅是为了澄清和参考的目的。图3A和3C示出了相同的反馈控制系统和电路组件。图3B和3D示出了相同的PWM/线性控制驱动器，在各种情形下基于提供给PWM/线性控制驱动器的输入信号以不同的方式来配置PWM/线性控制驱动器。

图4A描绘了反馈控制系统400的实施方案，该反馈控制系统400包括在处于PWM模式下的同时沿正向运行的双向驱动器。

在用于具有在处于PWM模式的同时沿正向运行的双向驱动器的VCM的反馈控制系统400中，反馈控制系统包括：

·运算放大器402；

·PWM/线性控制驱动器404；

·一套MOSFET开关(406,408,410,412,414,和416)；

·电动机418；以及

·感应电路系统420。

在PWM模式期间，来自PWM/线性控制驱动器404的电压输出直接施加到来自第一组MOSFET开关的一个开关，即开关406。PWM/线性控制驱动器404进一步激活来自第二组MOSFET开关的一个开关，即开关410，使得开关406和410一起充当反相器。开关406和410驱动电流流经电动机418。PWM/线性控制驱动器404进一步激活MOSFET 416，使得电动机沿正向旋转。离开电动机418的电流流经开关416。

感应电路系统420提供将表示流经电动机418的电流量的在420上方的结点处可得到的电流变换成反馈电压的电路组件。

然后，反馈电压被作为输入提供给运算放大器402的负端子。运算放大器402将在负端子处的反馈电压与在正端子处的基准电压进行比较且生成表示基准电压与反馈电压之间的差值或误差的电压。然后，PWM/线性控制驱动器404使用该误差来相应地驱动电动机。

图4B描绘了在处于PWM模式的同时沿正向运行的双向PWM/线性控制驱动器404的构造。

对于反馈控制系统400，图4B描绘了从PWM/线性控制驱动器404提供作为输出的信号。由于驱动器处于PWM模式，所以来自运算放大器402的误差信号被缓冲且施加到另一运算放大器(例如，图2中的运算放大器212)的负端子。斜坡信号施加到运算放大器的正端子。作为方波的运算放大器输出被供给PWM数字控制器。PWM数字控制器经由422施加输出到开关406。为了激活来自第一组MOSFET的仅一个开关，输出424关断。假设反馈控制系统处于PWM模式，则方波的反相被驱动到输出426上以驱动第二组MOSFET中的开关410。

为了沿正向驱动电动机，输出432导通，而输出430关断。输出432驱动来自第三组MOSFET的开关416。

图4C描绘了反馈控制系统400的实施方案，该反馈控制系统400包括在处于PWM模式的同时沿反向运行的双向驱动器。

在用于具有在处于PWM模式的同时沿反向运行的双向驱动器的VCM的反馈控制系统400中，反馈控制系统包括：

·运算放大器434；

·PWM/线性控制驱动器436；

·一套MOSFET开关(438,440,442,444,446,和448)；

·电动机450；以及

·感应电路系统452。

在PWM模式期间，来自PWM/线性控制驱动器436的电压输出直接施加到来自第一组MOSFET开关的一个开关，即开关440。PWM/线性控制驱动器436进一步激活来自第二组MOSFET开关的一个开关，即开关444，使得开关440和444仪器充当反相器。开关440和444驱动电流流经电动机450。PWM/线性控制驱动器436进一步激活MOSFET446，使得电动机沿反向旋转。离开电动机450的电流流经开关446。

感应电路系统452提供了将表示流经电动机450的电流量的在452上方的结点处可得到的电流变换成反馈电压的电路组件。

反馈电压随后作为输入提供给运算放大器434的负端子。运算放大器434将负端子处的反馈电压与正端子处的基准电压进行比较并且生成表示基准电压与反馈电压之间的差值或误差的电压。然后，PWM/线性控制驱动器436使用该误差来相应地驱动电动机。

图4D描绘了在处于PWM模式的同时沿反向运行的双向PWM/线性控制驱动器436的构造。

对于反馈控制系统400，图4D描绘了从PWM/线性控制驱动器434提供作为输出的信号。由于驱动器处于PWM模式，所以来自运算放大器434的误差信号被缓冲且施加到另一运算放大器(例如，图2中的运算放大器212)的负端子。斜坡信号施加到运算放大器的正端子。为方波的运算放大器的输出被供给PWM信号控制器。PWM信号控制器经由456施加输出到开关440。为了激活来自第一组MOSFET的仅一个开关，输出454关断。假设反馈控制系统处于PWM模式，则方波的反相被驱动到输出450上以驱动来自第二组MOSFET的开关444。

为了沿反向驱动电动机，输出462导通，而输出464关断。输出562驱动来自第三组MOSFET的开关446。

虽然与图4A，图4B，图4C和图4D相关联的标号不同，应当指出，这仅是为了澄清和参考的目的。图4A和4C示出了相同的反馈控制系统和电路组件。图4B和4D示出了相同的PWM/线性控制驱动器，在各种情形下基于提供给PWM/线性控制的输入信号以不同的方式来配置PWM/线性控制驱动器。

类似地，虽然与图3A，图3B，图3B和图3D相关联的标号不同于与图4A，图4B，图4C和图4D相关联的标号，应再次注意，这仅是为了澄清和参考的目的。图3A，图3C，图4A和图4C示出了相同的反馈控制系统和电路组件。图3B，图3D，图4B和4D示出了相同的PWM/线性控制驱动器，在各种情形下以不同的方式来配置PWM/线性控制驱动器。图3总地示出了用于运行在线性模式的同时的双向驱动器的反馈控制系统和PWM/线性控制构造。图4总地示出了用于运行在PWM模式的同时的相同的双向驱动器的相同的反馈控制系统和PWM/线性控制构造。

图5描绘了具有模拟核500以及具有PWM模式和线性模式的方向控制驱动器504的反馈控制系统。

模拟核500包括模拟电路组件，替代在前面的图1至4中描述的感应电路系统。模拟核500利用了感应电路系统的再次使用以减小线性模式与PWM模式之间的DC误差。模拟核500可以包括：

·运算放大器502；

·电阻数模转换器(r-DAC)522；

·一套MOSFET开关(506,508,510,512,514,和516)；以及

·感应电路系统。

感应电路系统在模拟核500中是感应电阻器520以及r-DAC(或数字电位计)522。在一些实施方案中，r-DAC包括电阻器梯形集成电路。在其它实施方案中，r-DAC包括数模转换器。r-DAC 522接受数字代码作为输入。

数字代码提供作为指令的多个位给r-DAC 522。位数表征，作为指令，电阻应当在r-DAC中以何种程度变化。例如，8位数字代码能够控制待由r-DAC提供的多达256(28)个不同的电阻电平。用于对r-DAC的不同电阻电平发信号的协议可以包括I2C，SMBus、串行外围接口总线，这进一步利于r-DAC中的电阻元件的构造。

在模拟核500中，MOSFET开关506，508，510，512，514和516被组织为H桥。感应电路系统，感应电阻器520感应流经电动机和H桥的电流。当电流被驱动到感应电阻器520时，生成反馈电压。反馈电压施加到运算放大器502的负端子。

运算放大器502将反馈电压与基准电压进行比较，基准电压施加到运算放大器的正端子。表示基准电压的数字代码施加到电阻数模转换器(r-DAC)，并且r-DAC的输出作为基准电压施加到运算放大器502的正端子。

运算放大器502生成与基准电压与反馈电压之间的误差成比例的模拟电压。随着时间经过，在多个时钟周期内，运算放大器和PWM/线性控制驱动器504将影响提供给电动机的电流，从而所提供的电流(Iout)被适当地调节。

在前文描述的模拟核500能够实现在沿正向和反向操作VCM的系统中。此外，模拟核500能够实现在以线性模式和PWM模式驱动VCM的系统中。

模拟核500具有多个优点。首先，当VCM以如下中的每一个运行时模拟核500被再次使用：在线性模式下的正向；在线性模式下的反向；在PWM模式下的正向；以及在PWM模式下的反向。通过在这些操作中的每一个中维持相同的核心模拟体系结构，模拟核500最小化模式之间的输出电流误差变化。通过再次使用相同的组件，模拟核500进一步最小化模式之间的切换时间。

模拟核500进一步有益在于，当代码变化时，在线性模式下没有干扰。模拟核500中的r-DAC的代码输入发生在运算放大器的正输入端子处。通过这样做，代码变化不会影响模式之间的过渡。当r-DAC相反定位在反馈电路的电流变化部内时，由于设有模拟核600和模拟核700，r-DAC代码的变化会产生电压干扰，这影响了运算放大器的负端子处的输入。运算放大器的传递响应基于该电压干扰会导致用于驱动电动机的电流输出的非预期的变化。

图6描绘了具有模拟核600以及具有PWM模式和线性模式的双向驱动器604的反馈控制系统。

模拟核600包括模拟电路组件取代在前面的图1至图4中描述的感应电路系统。模拟核600利用了感应电路系统的再使用以减小线性模式与PWM模式之间的DC误差。模拟核600可包括：

·运算放大器602；

·一套MOSFET开关(606,608,610,612,614,和616)；以及

·感应电路系统。

在模拟核600中，感应电路系统是r-DAC(或数字电位计)620。在一些实施方案中，r-DAC包括电阻器梯形集成电路。在其它实施方案中，r-DAC包括数模转换器。r-DAC 620接受数字代码作为输入。

数字代码提供了作为指令的多个位给r-DAC。位数表征了，在指令内，电阻应当在r-DAC内以何种程度变化。例如，8位数字代码能够控制待由r-DAC供给的多达256(28)个不同的电阻电平。用于对r-DAC的不同的电阻电平发信号的协议可包括I2C，SMBus、串行外围接口总线，这进一步利于r-DAC中电阻元件的构造。

在模拟核600的r-DAC处感应到的电压或一组电压能够进一步用于精确定位反馈控制环路的传递函数的增益的误差。为了校正这些增益误差，来自r-DAC 620的信号能够被送出，用于外部处理。增益误差可由外部处理器来分类，并且提供给运算放大器602的输入端子的基准电压能够相应地被操纵以校正增益误差。

模拟核600具有多个优点。首先，当VCM在如下中的每一个下运行时再次使用模拟核600：在线性模式下的正向；在线性模式下的反向；在PWM模式下的正向；以及在PWM模式下的反向。通过在这些操作中的每个中维持相同的核心模拟体系结构，模拟核600最小化模式之间的输出电流误差。通过再使用相同的组件，模拟核600进一步最小化模式之间的切换时间。

模拟核600进一步有益在于，运算放大器所固有的任何放大器偏移不影响反馈电路的线性响应。例如，模拟核500将放大器偏移变换成调节后的输出电流中的偏移误差。模拟核600不包括偏移误差，因为r-DAC的代码输入和电流的修正发生在反馈环路中，而不是在运算放大器的基准端子处。因此，放大器偏移不影响代表反馈电路的功能的传递函数。反而通过将r-DAC放置在反馈环路中，任何偏移误差反而变换成增益误差。通过微调，或者通过调节运算放大器的输入端子处的基准电压，能够容易地解决增益误差。

图7描绘了具有模拟核700以及具有PWM模式和线性模式的双向驱动器的反馈控制系统。

模拟核700包括模拟电路组件取代在前面的图1至4中所描述的感应电路系统。模拟核700利用了感应电路系统的再使用来减小线性模式与PWM模式之间的DC误差。模拟核700可包括：

·运算放大器702；

·一套MOSFET开关(706,708,710,712,714,和716)；以及

·感应电路系统

感应电路系统在模拟核700中是两个r-DAC 720和722，以及开关714和716。在一些实施方案中，至少一个r-DAC包括电阻器梯形集成电路。在其它实施方案中，至少一个r-DAC包括数模转换器。r-DAC 720和722各自接受数字代码作为输入。在一些实施方案中，提供给r-DAC 720和r-DAC 722中的每一个的数字代码是相同的数字代码。

如前面所描述的，数字代码提供了作为指令的多个位给r-DAC。位数表征，作为指令，电阻应当在r-DAC中以何种程度变化。例如，8位数字代码能够控制待由r-DAC提供的多达256(28)个不同的电阻电平。用于对r-DAC的不同电阻电平发信号的协议可以包括I2C，SMBus、串行外围接口总线，这进一步利于r-DAC中的电阻元件的构造。

r-DAC 720和722各自连接到开关之间的电流路径中的不同的一个。当反馈系统处于线性驱动模式时，r-DAC 720连接到其中开关708充当电流源的路径，并且r-DAC 722连接到其中开关706充当电流源的路径。当反馈系统处于PWM驱动模式时，r-DAC 720连接到其中通过开关708对电流进行脉冲调制并且其中开关708和712充当反相器的路径。当反馈系统处于PWM驱动模式时，r-DAC 722连接到其中电流通过开关706进行脉冲调制且其中开关706和710充当反相器的路径。

当r-DAC 720活跃时，开关714将反馈电压与运算放大器702的负端子连接且开关71打开。当r-DAC 722活跃时，开关716将反馈电压与运算放大器702的负端子连接且开关714打开。开关714和716能够以本领域普通技术人员已知的各种方式构造。在一些实施方案中，开关714和176共同作为单极双掷开关或单极切换开关。单独地，开关714和716在一些实施方案中可以各自构造为单极单掷开关。

在模拟核700的相应的r-DAC处感应的电压或一组电压能够进一步用于精确定位反馈控制环路的传递函数的增益的误差。为了校正这些增益误差，来自r-DAC 720和r-DAC 722中的一个的信号能够送出，用于外部处理。增益误差可由外部处理器分类，并且提供给运算放大器702的输入端子的基准电压能够相应地被操纵以校正增益误差。

模拟核700具有多个优点。首先，当VCM在如下中的每一个下运行时模拟核700能够被再使用：线性模式下的正向；线性模式下的反向；PWM模式下的正向；以及PWM模式下的反向。通过在这些操作中的每一个操作中维持相同的核心模拟体系结构，模拟核700最小化模式之间的输出电流误差。通过再使用相同的组件，模拟核700进一步最小化模式之间的切换时间。

模拟核700进一步有益在于，运算放大器所固有的任何放大器偏移不影响反馈电路的线性响应。例如，模拟核500将放大器偏移变换成调节后输出电流中的偏移误差。模拟核700不包括偏移误差，因为r-DAC的代码输入和电流的修正发生在反馈环路中，而不是在运算放大器的基准端子处。因此，放大器偏移不影响代表了反馈电路的功能的传递函数。通过将r-DAC置于反馈环路中，任何偏移变换成增益误差。通过微调或者通过调节运算放大器的输入端子处的基准电压，能够容易地解决增益误差。

在PWM模式中，模拟核700提供了更精确的电流感应。这是因为，流经电动机的所有电流由适当的r-DAC来感应。模拟核700矫正了模拟核600所固有的灵敏度问题。在模拟核600中，在PWM模式下，流经电动机的电流的小部分循环通过H桥的关断器件的正向偏置二极管。在模拟核600和模拟核700中，假设在活跃的r-DAC处，流经电动机的全部电流被感应到且转换成电压信号。在模拟核600中，该假设在PWM模式期间不精确。在PWM模式中，寄生二极管消耗了流经电动机的电流的部分。寄生二极管的电流消耗是诸如MOSFET的功率开关所固有的，这些功率开关采集且消耗电流。因此，通过在模拟核700中使用一组低压开关，所感应到的以及用于反馈控制的电流更加精确。

在所公开的单个模拟核中，模拟核700进一步提供了最低数量的叠置器件。通过减少叠置器件的数量，各器件所固有的功率和电压的消耗和被最小化。

图8A描绘了包括在PWM模式下运行的双向驱动器的反馈控制系统800的实施方案。在用于具有运行在PWM模式的双向驱动器的VCM的反馈控制系统800中，该反馈控制系统包括：

·运算放大器802；

·PWM/线性控制驱动器804；

·一套MOSFET开关(806,808,810,和812)；

·电动机818；

·r-DAC 820和r-DAC 822；以及

·电压开关814&816。

在PWM模式期间，来自PWM/线性控制驱动器804的电压输出直接施加到来自第一组MOSFET开关中的一个开关，该开关是开关806和808中的一个。PWM/线性控制驱动器804进一步激活来自第二组MOSFET开关中的一个开关而使得反相器被生成，该一个开关是开关810和开关812中的一个。通过开关的组合借助电动机818来驱动电流。PWM/线性控制驱动器804进一步提供开关控制信号832到电压开关814和816。

r-DAC 820和r-DAC 822中的一个被用作将流经电动机418的电流量变换成反馈电压的电路组件。

然后，反馈电压作为输入经由电压开关814或816提供给运算放大器802的负端子。运算放大器802将负端子处的反馈电压与正端子处的基准电压进行比较并且生成表示基准电压与反馈电压之间的差值或误差的电压。然后，PWM/线性控制驱动器804使用来误差来相应地驱动电动机。

图8B描绘了在PWM模式下运行的双向驱动器控制804的构造的示例。

对于反馈控制系统800，图8B描绘了从PWM/线性控制804提供作为输出的信号。由于驱动器处于PWM模式，所以来自运算放大器802的误差信号被缓冲且施加到另一运算放大器(例如图2中的运算放大器212)的负端子。斜坡信号施加到运算放大器的正端子。运算放大器的为方波的输出被供给到PWM数字控制器。PWM数字控制器经由824和826中的一个施加输出到开关806和808中的一个。为了激活来自第一组MOSFET的仅一个开关，另一个输出被关断(例如，对于脉冲调制后的信号选择824使得826具有0或关断信号)。假设反馈控制系统处于PWM模式，则方波的反相被驱动到输出828和830中的一个上以驱动来自第二组MOSFET的相应的开关810和812。在任何时间应当仅一个开关810或812被激活。

为了驱动电动机818的方向，开关控制832基于来自第一组MOSFET的选定的MOSFET开关来识别电动机正沿正向运行还是反向运行。因此，开关控制832提供了闭合814和816中的一个且打开814和815中的另一个的信号。

例如，当PWM数字控制器选择输出824来驱动来自第一组MOSFET中的806以及选择输出828俩驱动来自第二组MOSFET中的810时，开关控制832闭合开关816，开关816与r-DAC 822相关联。这使得电动机在正向上被驱动。当PWM数字控制器选择输出826来驱动来自第一组MOSFET的808以及选择830来驱动来自第二组MOSFET的812时，沿反向驱动电动机。开关控制832闭合开关814，开关814与r-DAC 820相关联。

图8C描绘了包括在线性模式下运行的双向驱动器的反馈控制系统800的实施方案。在用于具有在线性模式下运行的双向驱动器的VCM的反馈控制系统800中，反馈控制系统包括：

·运算放大器834；

·PWM/线性控制驱动器836；

·一套MOSFET开关(838,840,842,和844)；

·电动机850；

·r-DAC 852和r-DAC 854；以及

·电压开关846&848。

在线性模式期间，来自PWM/线性控制驱动器836的电压输出直接施加到来自第一组MOSFET开关中的一个开关，其为开关838和840中的一个。PWM/线性控制驱动器836在线性模式下不激活来自第二组MOSFET开关中的开关842或开关844。通过从第一组MOSFET开关中选定的开关借助电动机850来驱动电流。PWM/线性控制驱动器836进一步提供开关控制信号864到电压开关846和848。

r-DAC 8252和r-DAC 854中的一个被用作将流经电动机450的电流量变换成反馈电压的电路组件。

然后，反馈电压作为输入经由电压开关846或848提供给运算放大器834的负端子。运算放大器834将负端子处的反馈电压与正端子处的基准电压比较且生成表示基准电压与反馈电压之间的差值或误差的电压。然后，PWM/线性控制836使用该误差来相应地驱动电动机。

图8D描绘了在线性模式下运行的双向PWM/线性控制驱动器836的构造的示例。

对于反馈控制系统800，图8D描绘了从PWM/线性控制驱动器836提供作为输出的信号。由于驱动器处于线性模式，所以来自运算放大器834的误差信号被缓冲且直接且连续地通过PWM/线性控制驱动器来提供，经过输出856和858中的一个，到达第一组MOSFET中的开关838和840中的一个。为了激活来自第一组MOSFET中的仅一个开关，另一个输出被关断(例如，为脉冲调制后的信号选择856使得858具有0或关断信号)。假设反馈控制系统处于线性模式，则与第二组MOSFET相关联的两个输出都关断(例如，860和862)。

为了驱动电动机850的方向，开关控制864基于来自第一组MOSFET的选定的MOSFET开关来识别电动机是在正向上还是在反向上运行。因此，开关控制832提供了闭合846和848中的一个且打开846和848中的另一个的信号。

例如，当线性缓冲信号被提供给输出856以驱动来自第一组MOSFET的838以及提供给860以驱动来自第二组MOSFET的842，开关控制832闭合开关848，开关848与r-DAC 854相关联。这使得电动机在正向上被驱动。当输出858驱动来自第一组MOSFET中的840以及输出862驱动来自第二组MOSFET中的844时，电动机沿反向被驱动。开关控制832闭合开关846，该开关846与r-DAC 852相关联。

在上文结合图5至图7所描述的实施方案中，模拟核被描述为包括用于控制电动机的开关。在另外的实施方案中，模拟核可以包括感应电路系统以及运算放大器502，602，702，而不包括开关。反馈控制可包括两套开关；第一套用于PWM模式，第二套用于线性模式。在该情况下，改进切换时间以及减小输出误差的益处仍由于在模式之间共享反馈路径而实现。

图9描绘了与模拟核500相关联的偏移误差对VCM PWM/线性驱动器传递函数的影响的说明。被实现以控制在运算放大器的输入基准端子处提供的电压的DAC代码被作为变量沿着图9的x轴提供。被驱动到电动机上的电流输出作为变量沿着图9的y轴被提供。负的DAC代码值与驱动到电动机上的负的电流值相关。正的DAC代码值与驱动到电动机上的正电流值相关。如前文所描述的，当电流输出(Iout)为负时，电动机沿反向被驱动。当Iout为正时，电动机沿正向被驱动。因此，当Iout为零时，电动机处于反向到正向或者正向到反向中的之一的过渡中。902(包括902A和902B)以及904(包括904A和904B)各自与运算放大器生成的偏移的极性中的一个相关联。在所示的实施例中，运算放大器偏移变换成+/-2mV的偏移电压。

在第一情况下，902指示偏移电压误差如何导致与集中紧围绕零电流过渡的Iout的线性不一致。例如，-2的DAC代码(在902A区域中)与实质上低于与2的DAC代码(在902B区域中)相关联的正Iout值的负Iout值相关联。集中在零区域周围的Iout值的突然的跳变极大影响了传递函数。在902所展示的情况下，电动机不能在极低的电流值下进行精确地调节，因为调节仅能够在较高和较低电流电平下实现。关于902，接近零电流区域的电流测量的精度低。

在第二情况下，904指示，对于相对于902的偏移电压的相反极性，偏移电压误差如何导致与集中紧围绕零电流过渡的DAC代码的线性不一致。例如，-2的DAC代码(在904A区域中)与0mA电流值相关联。类似地，+2的DAC代码(在904B区域中)与0mA电流值相关联。其中大量的DAC代码各自与0mA电流值相关联的高原区域极大影响了传递函数。在904展示的情况下，接近电流区域的电流测量的灵敏度是不存在的。对于集中于零电流区域周围的一系列的DAC代码，没有电流供给到电动机。

图10描绘了与模拟核600和模拟核700相关联的增益误差对VCM PWM/线性驱动器传递函数的影响的图示说明。对于模拟核600和模拟核700中的每一个，实现以控制从电路的功率区域返回到运算放大器的电流流动的DAC代码被提供作为沿着图10的x轴的变量。被驱动到电动机上的电流输出被作为变量沿着图10的y轴提供(以mA计)。负的DAC代码值与驱动到电动机上的负的电流值相关。正的DAC代码值与驱动到电动机上的正的电流值相关。如上文所描述的，当电流输出(Iout)为负时，电动机沿反向被驱动。当Iout为正时，电动机沿正向被驱动。因此，当Iout为零时，电动机处于从反向到正向或者从正向到反向中之一的过渡中。

Iout具有不同的变化的多条线被提供用于不同测试情况并且表明给定的代码具有从最小Iout扩展到最大Iout的Iout范围。与斜坡相关联的不可预期性贡献于增益误差。然而，具有该增益误差的反馈电路的传递函数不引入在前文参考图9所描述的问题。图10描绘了能够用于驱动VCM的无间隙的全范围电流。类似地，提供给r-DAC的每个代码导致不同的电流输出。因此，重定位的r-DAC到与模拟核600和700相关联的布置提高了精度和灵敏度。

通过相应地调节反馈环路中的运算放大器的输入端子处的基准电压，能够校正与增益误差相关联的任何问题。

在其它实施方案中，模拟核可以包括其它类似的电路元件，利于模拟核在VCM系统中的再使用，VCM系统运行于：正向线性模式，反向线性模式，正向PWM模式和反向PWM模式。

另外，反馈控制系统、模拟核以及使用本文所描述的反馈控制系统的方法中的任意特征能够任选地用于反馈控制系统以及使用反馈控制系统的方法的任何其它实施方案。而且，使用反馈控制系统的系统和方法的实施方案能够任选地包括反馈控制系统以及使用本文所描述的反馈控制系统的方法的特征的任何子集或排序。