带决策器的光伏微电网逆变器同步控制装置及其控制方法与流程

本发明属于微电网控制
技术领域：
，特别是涉及一种带决策器的光伏微电网逆变器同步控制装置及其控制方法。
背景技术：
：近年来，随着光伏产业的发展，光伏发电市场规模不断扩大，其清洁可再生、建设维护方便的优势逐渐显现。光伏能源分布广泛、就地可取，光伏发电装置在地理位置上分散分布，逆变器作为光伏发电装置的接口，与光伏发电装置就地连接，在空间上也呈现分布式存在的特点。为了给用户提供高质量和高可靠性电能，光伏逆变器多通过公共母线连接，形成光伏微电网。在光伏微电网中，为了实现稳定可靠的分布式运行，需要控制不同光伏逆变器在输出电压的幅值、频率和相位上实现同步，否则就会导致环流的产生。环流的存在不仅会使得微源逆变器可用的输出容量变小、输出电能质量下降、缩短电力电子器件的使用寿命，严重时还会导致光伏微电网震荡甚至崩溃。因此，实现光伏逆变器良好的分布式同步控制成为了光伏微电网控制领域重要的研究课题。着眼于这一控制目标，国内外学者进行了多方面的研究并提出了多种控制方法，如主从控制方式、对等控制方式、基于多代理技术的分层控制方式、无互联线的独立控制方式等。其中，以下垂控制为代表的无互联线的独立控制方式逐渐成为了主流。但这些控制方法仍然存在着诸多问题：一是实际运行控制中，电压通常以脉冲的形式从逆变器直接输出，但现有的控制方法都以滤波后的电压量作为控制目标进行控制，没有关注输出电压脉冲的同步性能，也就难以保证输出电压的瞬时同步；二是随着集成电路技术的发展，以DSP为核心的分布式控制器广泛应用，但各控制器的时钟振荡频率存在差异，带来了触发脉冲难以同步的问题，触发脉冲的不同步导致输出电压脉冲不能同步，给环流的瞬时控制带来了挑战；三是目前普遍应用的下垂控制本身存在以牺牲电压和频率控制精度来实现功率分配的特点，电压幅值和频率的控制精度有限，难以实现环流的精确有效控制。技术实现要素：针对现有技术存在的问题，本发明提供一种带决策器的光伏微电网逆变器同步控制装置及其控制方法。本发明利用DSP主控制器中的无线秒基时钟控制器生成全局同步对时信号，对三角波时钟信号进行调整，有效解决了控制器时钟频率差异所带来的控制器输出脉冲不能瞬时同步的问题；另外，本发明利用DSP主控制器中的决策补偿控制器对反馈的频率和相位误差进行评估，预测逆变器输出电压的频率和输出电压的相位的调节趋势，得出优化、快速的控制策略，实现逆变器输出电压的快速同步，以实现微电网中分布式存在的不同光伏逆变器输出电压的动态同步，抑制瞬时环流，促进微电网的稳定高效运行。为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：一种带决策器的光伏微电网逆变器同步控制装置，包括光伏电源、光伏逆变器主电路、并网控制开关、电压传感器、电流传感器、PWM驱动电路及主控电路；所述光伏电源的输出端与光伏逆变器主电路的输入端相连接，光伏逆变器主电路的输出端一路经并网控制开关与公共交流母线相连接，另一路与负载相连接；所述电压传感器和电流传感器的输入端分别与光伏逆变器主电路的输出端相连接，电压传感器和电流传感器的输出端分别与主控电路的电压采样电路和电流采样电路的输入端相连接，所述主控电路的输出端与PWM驱动电路的输入端相连接，PWM驱动电路的输出端与光伏逆变器主电路的控制端相连接；其特点是，所述控制装置还包括无线标准时基电路，所述无线标准时基电路的输出端与主控电路的通讯接口相连接。所述无线标准时基电路包括无线信号接收天线、同轴信号电缆、无线信号接收电路及电平处理电路，无线信号接收天线的输出端经同轴信号电缆与无线信号接收电路的输入端相连接，无线信号接收电路的输出端与电平处理电路的输入端相连接，电平处理电路的输出端作为无线标准时基电路的输出端。所述主控电路包括电压采样电路、电流采样电路、保护电路、模拟I/O电路、数字I/O电路、RS232通讯电路、报警装置及DSP，所述电压采样电路和电流采样电路的输出端一路分别与DSP的A/D采样模块相连接，另一路分别与保护电路的输入端相连接，保护电路的输出端经模拟I/O电路与DSP的模拟I/O接口相连接；所述RS232通讯电路的输入端和数字I/O电路的输入端作为主控电路的通讯接口，RS232通讯电路的输出端与DSP的SCI通讯接口相连接，数字I/O电路的输出端与报警装置相连接，数字I/O电路的通讯接口与DSP的数字I/O接口相连接，DSP的SPWM生成模块的输出端作为主控电路的输出端。所述的带决策器的光伏微电网逆变器同步控制装置的控制方法，包括如下步骤：步骤一：利用电压传感器采集光伏逆变器主电路输出端的三相输出电压，并传输至主控电路的电压采样电路中；同时利用电流传感器采集光伏逆变器主电路输出端的三相电感电流和三相输出电流，并传输至主控电路的电流采样电路中；步骤二：无线标准时基电路将接收的UTC时间信号和秒脉冲信号发送至主控电路中，主控电路对接收到的UTC时间信号、秒脉冲信号、三相输出电压、三相电感电流以及三相输出电流进行处理，生成PWM触发信号，并将PWM触发信号发送至PWM驱动电路，其具体包括如下步骤：步骤A：利用电压采样电路对三相输出电压进行滤波和幅值变换，得到三相采样输出电压并发送至保护电路和DSP中；利用电流采样电路对三相电感电流和三相输出电流进行信号类型转换，并进行滤波和幅值变换，得到三相采样电感电流和三相采样输出电流，并发送至保护电路和DSP中；步骤B：保护电路接收三相采样输出电压、三相采样电感电流及三相采样输出电流并进行处理，分别得到过电压保护信号和过电流保护信号，过电压保护信号和过电流保护信号经模拟I/O电路处理后发送至DSP中；DSP对接收到的过电压保护信号和过电流保护信号进行处理，判断其是否满足保护动作条件：在满足保护动作条件时，DSP输出脉冲封锁信号，封锁PWM触发信号，在不满足保护动作条件时，DSP不输出脉冲封锁信号，正常输出PWM触发信号；同时，DSP接收三相采样输出电压、三相采样电感电流及三相采样输出电流，并通过DSP自身内部的A/D采样模块进行处理，分别对应得到输出电压采样值、电感电流采样值和输出电流采样值，然后进行abc/dq坐标变换，得到在两相旋转坐标系下的两相输出电压采样值、两相电感电流采样值和两相输出电流采样值；步骤C：通过两相旋转坐标系下的两相输出电压采样值和两相输出电流采样值计算光伏逆变器输出的瞬时有功功率和瞬时无功功率，瞬时有功功率和瞬时无功功率确定后，经过低通滤波器滤波得到实际输出有功功率和实际输出无功功率；步骤D：通过两相旋转坐标系下的两相输出电压采样值和两相输出电流采样值计算光伏逆变器输出电压频率和输出电压相位；步骤E：无线标准时基电路将UTC时间信号发送至RS232通讯电路中，RS232通讯电路对UTC时间信号进行电平转换后，发送至DSP的SCI通讯接口；无线标准时基电路将秒脉冲信号发送至数字I/O电路中，数字I/O电路对秒脉冲信号进行滤波和整型处理后，发送至DSP的数字I/O接口；步骤F：通过DSP主控制器中的无线秒基时钟控制器对UTC时间信号、秒脉冲信号和实时时钟振荡频率值进行计算，生成全局同步频率、修正后的三角波输出频率和修正后的三角波输出相位；步骤G：根据光伏逆变器的输出电压频率、输出电压相位以及步骤F中确定的全局同步频率和步骤C中确定的实际输出有功功率和实际输出无功功率，经DSP主控制器中的决策补偿控制器计算获得输出电压频率参考值和输出电压幅值参考值；步骤H：根据步骤G中确定的输出电压频率参考值和输出电压幅值参考值，经过电压合成获得输出电压参考值；步骤I：将输出电压参考值与两相输出电压采样值作差，获得电压控制器给定值，并将电压控制器给定值输入至DSP主控制器中的电压控制器，经过电压控制器处理后获得输出电流参考值；步骤J：将输出电流参考值与两相输出电流采样值作差，获得电流控制器给定值，并将电流控制器给定值输入至DSP主控制器中的电流控制器，获得指令电压参考值；步骤K：根据指令电压参考值和修正后的三角波输出频率获得PWM触发信号，并将PWM触发信号发送至PWM驱动电路；步骤三：通过PWM驱动电路对PWM触发信号进行电平转换，获得触发脉冲信号并发送至光伏逆变器主电路中，控制其开关管的通断，实现光伏逆变器输出电压与其他光伏逆变器输出电压的同步。步骤F中所述的通过DSP主控制器中的无线秒基时钟控制器对UTC时间信号、秒脉冲信号和实时时钟振荡频率值进行计算，生成全局同步频率、修正后的三角波输出频率和修正后的三角波输出相位，其具体步骤如下：步骤f1：利用UTC时间信号和秒脉冲信号，获得全局同步频率信号、时钟频率测量信号和三角波相位复位信号；步骤f2：利用全局同步频率信号确定全局同步频率，并利用时钟频率测量信号确定时钟振荡频率计算值，所述时钟振荡频率计算值由下式确定：ωcry=Σi=1nωcryon---(1)]]>式中，ωcryo为实时时钟振荡频率值；ωcry为经过平均值滤波后得到的时钟振荡频率计算值；i为代表秒脉冲个数的变量，i∈[1，n]；步骤f3：给定时钟振荡频率额定值和三角波频率额定值，并用时钟振荡频率额定值除以三角波频率额定值，得到三角波时钟分频额定值，如下式所示：M0=ωcry*ωtri*---(2)]]>式中，M0为三角波时钟分频额定值；为时钟振荡频率额定值；为三角波频率额定值；步骤f4：将时钟振荡频率额定值与所获得的时钟振荡频率计算值作差，得到时钟振荡频率偏移量，再乘以偏移系数得到三角波时钟分频值修正量；将三角波时钟分频额定值与所获得的三角波时钟分频值修正量作差，得到修正后的三角波时钟分频值，如下式所示：M*=M0-k(ωcry*-ωcry)---(3)]]>式中，M0为三角波时钟分频额定值；M*为修正后的三角波时钟分频值；为时钟振荡频率额定值；k为偏移系数；ωcry为经过平均值滤波后得到的时钟振荡频率计算值；步骤f5：将所获得的时钟振荡频率计算值除以修正后的三角波时钟分频值，得到修正后的三角波输出频率；步骤f6：对修正后的三角波输出频率进行积分，得到三角波原始实时相位值；将所获得的三角波原始实时相位值经三角波相位同步控制函数处理，得到修正后的三角波输出相位。步骤f6中所述的三角波相位同步控制函数，如下式所示：θtri＝sgn(sTPR)·θtrio(4)式中，θtrio为三角波原始实时相位值；sTPR为三角波相位复位信号；θtri为修正后的三角波输出相位；sgn(sTPR)为以sTPR为变量的符号函数。步骤G中所述的根据光伏逆变器的输出电压频率、输出电压相位以及步骤F中确定的全局同步频率和步骤C中确定的实际输出有功功率和实际输出无功功率，经过决策补偿控制器计算获得输出电压频率参考值和输出电压幅值参考值，其具体步骤如下：步骤g1：对全局同步频率进行积分，得到全局同步相位；步骤g2：将全局同步频率与光伏逆变器的输出电压频率作差，得到输出电压频率偏移量Δeω，将全局同步相位与光伏逆变器的输出电压相位作差，得到输出电压相位偏移量Δeθ；步骤g3：预置同步控制阈值和安全控制阈值，所述同步控制阈值包括正弦波频率差为零的上限阈值Δeωmin和下限阈值-Δeωmin、正弦波相位差为零的上限阈值Δeθmin和下限阈值-Δeθmin；所述安全控制阈值包括稳定运行时正弦波频率差上限阈值Δeωmax和下限阈值-Δeωmax、稳定运行时正弦波相位差上限阈值Δeθmax和下限阈值-Δeθmax；步骤g4：根据输出电压频率偏移量、输出电压相位偏移量以及同步控制阈值和安全控制阈值，确定评估函数的函数值，所述评估函数包括频率评估函数、相位评估函数、相位置位开关评估函数和失步预警评估函数，如下所示：sω=g(Δeω,Δeθ)sθ=h(Δeω,Δeθ)sSPR=sgn(Δeθ)swarn=sgn(Δeω)*f(t)---(5)]]>式中，sω表示函数名为g、以Δeω和Δeθ为变量的频率评估函数；sθ表示函数名为h、以Δeω和Δeθ为变量的相位评估函数；sSPR为相位置位开关评估函数，swarn为失步预警评估函数，sgn为符号函数，f(t)表示以时间t为变量的函数；所述评估函数的决策评估方法，具体包括如下步骤：步骤X1：根据输出电压频率偏移量Δeω、预置的同步控制阈值中的正弦波频率差为零的上限阈值Δeωmin和下限阈值-Δeωmin及预置的安全控制阈值中的稳定运行时正弦波频率差上限阈值Δeωmax和下限阈值-Δeωmax，判断此时的频率控制状态：若|Δeω|＜Δeωmin，则输出电压频率偏移量小于同步控制阈值，正弦波频率同步，定义此时频率控制状态为状态一；若Δeωmin＜Δeω＜Δcωmax，则输出电压频率偏移量大于同步控制阈值但未超过安全控制阈值，输出电压的频率偏移为正向偏移，定义此时频率控制状态为状态二；若-Δeωmax＜Δeω＜-Δeωmin，则输出电压频率偏移量超过同步控制阈值但未超过安全控制阈值，输出电压的频率偏移为负向偏移，定义此时频率控制状态为状态三；若Δeω＞Δeωmax，则输出电压频率偏移量超过安全控制阈值，输出电压的频率偏移为正向偏移，定义此时频率控制状态为状态四；若Δeω＜-Δeωmax，则输出电压频率偏移量超过安全控制阈值，输出电压的频率偏移为负向偏移，定义此时频率控制状态为状态五；步骤X2：根据步骤X1中得出的频率控制状态，以及输出电压相位偏移量Δeθ、预置的同步控制阈值中的正弦波相位差为零的上限阈值Δeθmin和下限阈值-Δeθmin、预置的安全控制阈值中的稳定运行时正弦波相位差上限阈值Δeθmax和下限阈值-Δeθmax，经过选择评估确定评估函数的函数值：若频率控制状态为状态一，则：若|Δeθ|＜Δeθmin，则输出电压相位偏移量小于同步控制阈值，说明输出电压的频率同步，输出电压的相位也同步，不需启动任何控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝0，sSPR＝0，swarn＝0；若Δeθmin＜Δeθ＜Δeθmax，则输出电压相位偏移量大于同步控制阈值但未超过安全控制阈值，输出电压的相位偏移为正向偏移，说明输出电压的频率同步，输出电压的相位超前，需要进行相位控制，评估函数的函数值为：sθ＝1，sω＝0，sSPR＝0，swarn＝0；若-Δeθmax＜Δeθ＜-Δeθmin，则输出电压相位偏移量超过同步控制阈值但未超过安全控制阈值，输出电压的相位偏移为负向偏移，说明输出电压的频率同步，输出电压的相位滞后，需要进行相位控制，评估函数的函数值为：sθ＝1，sω＝0，sSPR＝0，swarn＝0；若|Δeθ|＞Δeθmax，则输出电压相位偏移量超过安全控制阈值，说明输出电压的频率同步，输出电压的相位严重失步，需要进行相位置位开关控制，即正弦波起始点控制重新激活控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝0，sSPR＝1，swarn＝0；若频率控制状态为状态二，则：若|Δeθ|＜Δeθmin，则输出电压相位偏移量小于同步控制阈值，说明输出电压的频率增大，输出电压的相位同步，需要进行频率控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝0；若Δeθmin＜Δeθ＜Δeθmax，则输出电压相位偏移量大于同步控制阈值但未超过安全控制阈值，输出电压的相位偏移为正向偏移，说明输出电压的频率增大，输出电压的相位超前，增大的频率能够对相位进行调节，不需启动任何控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝0，sSPR＝0，swarn＝0：若-Δeθmax＜Δeθ＜-Δeθmin，则输出电压相位偏移量超过同步控制阈值但未超过安全控制阈值，输出电压的相位偏移为负向偏移，说明输出电压的频率增大，输出电压的相位滞后，增大的频率会使相位差继续增大，需要进行频率控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝0；若|Δeθ|＞Δeθmax，则输出电压相位偏移量超过安全控制阈值，说明输出电压的频率增大，输出电压的相位严重失步，此时需要进行频率控制和相位置位开关控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝1，swarn＝0；若频率控制状态为状态三，则：若|Δeθ|＜Δeθmin，则输出电压相位偏移量小于同步控制阈值，说明输出电压的频率减小，输出电压的相位同步，需要进行频率控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝0；若Δeθmin＜Δeθ＜Δeθmax，则输出电压相位偏移量大于同步控制阈值但未超过安全控制阈值，输出电压的相位偏移为正向偏移，说明输出电压的频率减小，输出电压的相位超前，减小的频率会使相位差继续增大，需要进行频率控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝0；若-Δeθmax＜Δeθ＜-Δeθmin，则输出电压相位偏移量超过同步控制阈值但未超过安全控制阈值，输出电压的相位偏移为负向偏移，说明输出电压的频率减小，输出电压的相位滞后，减小的频率能够对相位进行调节，不需启动任何控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝0，sSPR＝0，swarn＝0：若|Δeθ|＞Δeθmax，则输出电压相位偏移量超过安全控制阈值，说明输出电压的频率减小，输出电压的相位严重失步，此时需要进行频率控制和相位置位开关控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝1，swarn＝0；若频率控制状态为状态四，则：若|Δeθ|＜Δeθmin，则输出电压相位偏移量小于同步控制阈值，说明输出电压的频率增大，且超过安全控制阈值，输出电压的相位同步，需要进行频率控制和失步预警控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝1；若Δeθmin＜Δeθ＜Δeθmax，则输出电压相位偏移量大于同步控制阈值但未超过安全控制阈值，输出电压的相位偏移为正向偏移，说明输出电压的频率增大，且超过安全控制阈值，输出电压的相位超前，增大的频率能够对相位进行调节，为排除干扰影响，此时只进行失步预警控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝0，sSPR＝0，swarn＝1；若-Δeθmax＜Δeθ＜-Δeθmin，则输出电压相位偏移量超过同步控制阈值但未超过安全控制阈值，输出电压的相位偏移为负向偏移，说明输出电压的频率增大，且超过安全控制阈值，输出电压的相位滞后，增大的频率会使相位差继续增大，需要进行频率控制和失步预警控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝1；若|Δeθ|＞Δeθmax，则输出电压相位偏移量超过安全控制阈值，说明输出电压的频率增大，且超过安全控制阈值，输出电压的相位严重失步，此时需要进行频率控制、相位置位开关控制和失步预警控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝1，swarn＝1；若频率控制状态为状态五，则：若|Δeθ|＜Δeθmin，则输出电压相位偏移量小于同步控制阈值，说明输出电压的频率减小，且超过安全控制阈值，输出电压的相位同步，需要进行频率控制和失步预警控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝1；若Δeθmin＜Δeθ＜Δeθmax，则输出电压相位偏移量大于同步控制阈值但未超过安全控制阈值，输出电压的相位偏移为正向偏移，说明输出电压的频率减小，且超过安全控制阈值，输出电压的相位超前，减小的频率会使相位差继续增大，需要进行频率控制和失步预警控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝1；若-Δeθmax＜Δeθ＜-Δeθmin，则输出电压相位偏移量超过同步控制阈值但未超过安全控制阈值，输出电压的相位偏移为负向偏移，说明输出电压的频率减小，且超过安全控制阈值，输出电压的相位滞后，减小的频率能够对相位进行调节，为排除干扰影响，此时只进行失步预警控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝0，sSPR＝0，swarn＝1；若|Δeθ|＞Δeθmax，则输出电压相位偏移量超过安全控制阈值，说明输出电压的频率减小，且超过安全控制阈值，输出电压的相位严重失步，此时需要进行频率控制、相位置位开关控制和失步预警控制，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝1，swarn＝1；步骤X3：利用所获得的输出电压频率偏移量，采用PI控制获得频率补偿量初值；步骤X4：根据装置特性设定有功下垂系数，并确定输出电压频率参考值，所述输出电压频率参考值由下式确定：ωref＝(ω*+sω·Δω)-kp·P(6)式中，ωref为输出电压频率参考值，ω*为全局同步频率，kp为有功下垂系数，P为实际输出有功功率，Δω为频率补偿量初值，sω为频率评估函数的函数值；步骤X5：确定正弦波实时相位值，完成对相位的调整，所述正弦波实时相位值由下式确定：θ＝(1-sSPR)(θp+sθ*Δeθ)(7)式中，θ为正弦波实时相位值；θp为相位中间值；sSPR为相位置位开关评估函数的函数值；sθ为相位评估函数的函数值；Δeθ为输出电压相位偏移量；步骤X6：根据装置特性设定输出电压幅值额定值和无功下垂系数，将输出电压幅值额定值与无功下垂系数和实际输出无功功率的积作差，得到输出电压幅值参考值。本发明的有益效果：本发明利用DSP主控制器中的无线秒基时钟控制器生成全局同步对时信号，对三角波时钟信号进行调整，有效解决了控制器时钟频率差异所带来的控制器输出脉冲不能瞬时同步的问题；另外，本发明利用DSP主控制器中的决策补偿控制器对反馈的频率和相位误差进行评估，预测逆变器输出电压的频率和输出电压的相位的调节趋势，得出优化、快速的控制策略，实现逆变器输出电压的快速同步，以实现微电网中分布式存在的不同光伏逆变器输出电压的动态同步，抑制瞬时环流，促进微电网的稳定高效运行。本发明使得各分布式光伏逆变器既能够实现精确的功率分配，又能够保证光伏逆变器输出电压的全局同步，而且还具有以下优点：(1)本发明设定了同步控制阈值，减少了不必要的调节过程；(2)本发明设定了安全控制阈值，提高了光伏微电网控制的可靠性和稳定性；(3)本发明综合了相互关联的调节变量(输出电压频率偏移量和输出电压相位偏移量)，并预测调节趋势，最终得出更快速、优化的控制策略；(4)本发明引入了失步预警控制，可识别突发干扰的影响，提高了光伏微电网的容错能力；(5)本发明通过实现三角波频率和三角波相位的同步，消除了控制器振荡频率差异对同步过程的不利影响，为实现环流的瞬时控制提供了保证。最终，在本发明的作用下，各分布式运行的光伏逆变器输出电压脉冲达到了同步，实现了对环流的瞬时控制，促进了微电网的稳定高效与可靠运行。附图说明图1是本发明的一个实施例的电路原理框图；图2是本发明的一个实施例的光伏逆变器主电路及与其输出端相连部分的电路原理图；图3是本发明的一个实施例的无线标准时基电路的电路原理图；图4是本发明的一个实施例的电压采样电路的电路原理图；图5是本发明的一个实施例的电流采样电路的电路原理图；图6是本发明的一个实施例的保护电路的电路原理图；图7是本发明的一个实施例的RS232通讯电路的电路原理图；图8是本发明的一个实施例的数字I/O电路的电路原理图；图9是本发明的一个实施例的模拟I/O电路的电路原理图；图10是本发明的一个实施例的DSP的电路原理图；图11是本发明的一个实施例的PWM驱动电路的电路原理图；图12是本发明的控制方法的一个实施例的流程图；图13是本发明的控制装置的一个实施例的结构图；图14是本发明的一个实施例的无线秒基时钟控制器的程序流程图；图15是本发明的一个实施例的无线秒基时钟控制器的结构图；图16是本发明的一个实施例的决策补偿控制器的程序流程图；图17是本发明的一个实施例的决策补偿控制器的结构图；图18是本发明的一个实施例的逆变器并联输出脉冲同步后的波形图(滤波器前)；图19是本发明的一个实施例的逆变器输出脉冲同步后局部放大的波形图(滤波器前)；图中：1-脉冲控制电路，2-主控电路，3—无线标准时基电路，4-DSP。具体实施方式下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步的详细说明。如图1所示，一种带决策器的光伏微电网逆变器同步控制装置，包括光伏电源、光伏逆变器主电路、并网控制开关、电压传感器、电流传感器、PWM驱动电路及主控电路2；所述光伏电源的输出端与光伏逆变器主电路的输入端相连接，光伏逆变器主电路的输出端一路经并网控制开关与公共交流母线相连接，另一路与负载相连接；所述电压传感器和电流传感器的输入端分别与光伏逆变器主电路的输出端相连接，电压传感器和电流传感器的输出端分别与主控电路2的电压采样电路和电流采样电路的输入端相连接，所述主控电路2的输出端与PWM驱动电路的输入端相连接，PWM驱动电路的输出端与光伏逆变器主电路的控制端相连接；所述控制装置还包括无线标准时基电路3，所述无线标准时基电路3的输出端与主控电路2的通讯接口相连接，无线标准时基电路3和主控电路2共同构成脉冲控制电路1。所述无线标准时基电路3包括无线信号接收天线、同轴信号电缆、无线信号接收电路及电平处理电路，无线信号接收天线的输出端经同轴信号电缆与无线信号接收电路的输入端相连接，无线信号接收电路的输出端与电平处理电路的输入端相连接，电平处理电路的输出端作为无线标准时基电路3的输出端。所述主控电路2包括电压采样电路、电流采样电路、保护电路、模拟I/O电路、数字I/O电路、RS232通讯电路、报警装置及DSP，所述电压采样电路和电流采样电路的输出端一路分别与DSP的A/D采样模块相连接，另一路分别与保护电路的输入端相连接，保护电路的输出端经模拟I/O电路与DSP的模拟I/O接口相连接；所述RS232通讯电路的输入端和数字I/O电路的输入端作为主控电路2的通讯接口，RS232通讯电路的输出端与DSP的SCI通讯接口相连接，数字I/O电路的输出端与报警装置相连接，数字I/O电路的通讯接口与DSP的数字I/O接口相连接，DSP的SPWM生成模块的输出端作为主控电路2的输出端。本发明的光伏电源将太阳能转换为直流电能，为整个光伏微电网提供电能，太阳能电池板是光伏电源的重要组成部分，本发明选用了目前通用的太阳能电池板。本实施例中的光伏逆变器主电路的电路原理图，如图2所示，由直流侧电容Cdc、S1到S6的IGBT开关模块、滤波电感Lf和滤波电容Cf组成；其中，udc为直流侧电压值，ila、ilb、ilc为电感电流值，ioa、iob、ioc为输出电流值，uoa、uob、uoc为输出电压值。本实施例中，光伏逆变器主电路的输出端连接本地负荷，并通过闭合并网控制开关将电能送至公共交流母线，实现分布式逆变器的并联运行。脉冲控制电路1根据并联运行控制需要输出驱动脉冲，控制六个开关管的通断，输出满足需要的电能。本实施例中的并网控制开关采用STS-1116型通用并网控制开关，电压传感器采用的型号为PE4113-M，电流传感器采用的型号为LT108-S7。本实施例中的无线标准时基电路3的电路原理图，如图3所示，该电路包括无线信号接收天线、同轴信号电缆、无线信号接收电路及电平处理电路。该电路的作用是通过无线信号接收天线接收无线时钟信号，经同轴信号电缆将信号传送至无线信号接收电路进行信号处理，输出的信号发送至电平处理电路转换为主控电路2可以接收的信号。本实施例的无线信号接收电路主要由通用的GPS接收机组成。本实施例中的电压采样电路的电路原理图，如图4所示；电压采样电路的作用是将电压传感器采集到的逆变器三相输出电压进行滤波、放大和电压提升，转换为DSP和保护电路可以处理的信号。本实施例中的电流采样电路的电路原理图，如图5所示；电流采样电路的作用是将电流传感器采集到的电流信号转换为电压信号，再进行整形、滤波和电压提升，转换为DSP和保护电路可以处理的信号。本实施例中的保护电路的电路原理图，如图6所示，其中电路(a)为过电流保护电路，包括电流信号整形电路、比较电路和保护触发电路，过电流保护电路的作用是接收三相采样电感电流和三相采样输出电流并经过处理输出过电流保护信号，然后经模拟I/O电路发送至DSP中。电路(b)为过电压保护电路，包括电压信号整形电路、比较电路和保护触发电路，过电压保护电路的作用是接收三相采样输出电压并经过处理输出过电压保护信号，然后经模拟I/O电路发送至DSP中。本实施例中的RS232通讯电路的电路原理图，如图7所示，该电路的作用是将接收到的UTC时间信号的电平转换为DSP可以识别的电平信号。本实施例中的数字I/O电路的电路原理图，如图8所示，其中电路(a)为数字信号输出电路，该电路将DSP输出的数字报警信号进行放大驱动，转换为可以输出的信号。电路(b)为数字信号输入电路，该电路接收无线标准时基电路发送的秒脉冲信号，并进行滤波和放大处理，转换为DSP可以处理的信号。本实施例中的模拟I/O电路的电路原理图如图9，该电路接收过电压保护信号和过电流保护信号并进行滤波和电平转换，将获得的信号发送到DSP的模拟量输入端。本实施例中DSP的电路原理图如图10，DSP采用TI公司的TMS320F28335系列DSP。DSP是主控电路2的核心控制模块，该模块的作用是接收电压、电流反馈信号和指令信号，生成PWM触发信号并发送至PWM驱动电路。本实施例中的PWM驱动电路的电路原理图，如图11所示，输入的PWM触发信号，首先经过74AHCT245电路进行驱动，再经过2QD32R-S进行隔离，得到PWM驱动信号并发送至光伏逆变器主电路，控制开关管的通断。所述的带决策器的光伏微电网逆变器同步控制装置的控制方法，如图12，包括如下步骤：步骤一：控制装置的结构图，如图13所示，利用电压传感器采集光伏逆变器主电路输出端的三相输出电压，并将采集的三相输出电压传输至主控电路的电压采样电路中；同时利用电流传感器采集光伏逆变器主电路输出端的三相电感电流和三相输出电流，并将采集的三相电感电流和三相输出电流传输至主控电路的电流采样电路中；步骤二：无线标准时基电路将接收的UTC时间信号和秒脉冲信号发送至主控电路中，主控电路对接收到的UTC时间信号、秒脉冲信号、三相输出电压、三相电感电流以及三相输出电流进行处理，生成PWM触发信号，并将PWM触发信号发送至PWM驱动电路，其具体包括如下步骤：步骤A：利用电压采样电路对三相输出电压进行滤波和幅值变换，得到三相采样输出电压并发送至保护电路和DSP中；利用电流采样电路对三相电感电流和三相输出电流进行信号类型转换，并进行滤波和幅值变换，得到三相采样电感电流和三相采样输出电流，并将变换后的信号发送至保护电路和DSP中；步骤B：保护电路接收三相采样输出电压、三相采样电感电流及三相采样输出电流并进行处理，分别得到过电压保护信号和过电流保护信号，过电压保护信号和过电流保护信号经模拟I/O电路处理后发送至DSP中；DSP对接收到的过电压保护信号和过电流保护信号进行处理，判断其是否满足保护动作条件：在满足保护动作条件时，DSP输出脉冲封锁信号，封锁PWM触发信号，在不满足保护动作条件时，DSP不输出脉冲封锁信号，正常输出PWM触发信号；同时，DSP接收三相采样输出电压、三相采样电感电流及三相采样输出电流，并通过DSP自身内部的A/D采样模块进行处理，分别对应得到输出电压采样值、电感电流采样值和输出电流采样值，然后对所获得的输出电压采样值、电感电流采样值和输出电流采样值进行abc/dq坐标变换，得到在两相旋转坐标系下的两相输出电压采样值、两相电感电流采样值和两相输出电流采样值；步骤C：通过dq两相旋转坐标系下的两相输出电压采样值和两相输出电流采样值计算光伏逆变器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q，具体计算方程如下：q=32(uoqiod-uodioq)p=32(uodiod+uoqioq)---(8)]]>瞬时有功功率p和瞬时无功功率q确定后，经过低通滤波器滤波得到实际输出有功功率P和实际输出无功功率Q，所述低通滤波器的滤波方程如下：P=ωcs+ωcpQ=ωcs+ωcq---(9)]]>式中，s为复频域变量；ωc为根据装置滤波性能需求计算得到的低通滤波器频率带宽；步骤D：通过两相旋转坐标系下的两相输出电压采样值和两相输出电流采样值计算光伏逆变器输出电压频率和输出电压相位；步骤E：无线标准时基电路将UTC时间信号发送至RS232通讯电路中，RS232通讯电路对UTC时间信号进行电平转换后，发送至DSP的SCI通讯接口；无线标准时基电路将秒脉冲信号发送至数字I/O电路中，数字I/O电路对秒脉冲信号进行滤波和整型处理后，发送至DSP的数字I/O接口；步骤F：通过DSP主控制器中的无线秒基时钟控制器对UTC时间信号、秒脉冲信号(1PPS)和实时时钟振荡频率值进行计算，生成全局同步频率ω*、修正后的三角波输出频率ωtri和修正后的三角波输出相位θtri；考虑到光伏微电网中，存在分布式运行的各逆变器缺少稳定的同步参考点的问题，本实施例中，用无线秒基时钟控制器为各逆变器提供高精度的全局参考频率和相位，实现相距较远的各逆变器同步参考点的统一，为实现精确地同步控制提供了保证，无线秒基时钟控制器的结构图，如图15所示；步骤G：根据光伏逆变器的输出电压频率、输出电压相位以及步骤F中确定的全局同步频率和步骤C中确定的实际输出有功功率和实际输出无功功率，经DSP主控制器中的决策补偿控制器计算获得输出电压频率参考值和输出电压幅值参考值；步骤H：根据步骤G中确定的输出电压频率参考值和输出电压幅值参考值，经过电压合成获得输出电压参考值和步骤I：将输出电压参考值与两相输出电压采样值作差，获得电压控制器给定值，并将电压控制器给定值输入至DSP主控制器中的电压控制器，经过电压控制器处理后获得输出电流参考值；所述电压控制器采用比例积分(PI)控制方法，应用PI控制方法，选取合适的电压比例系数和电压积分系数，可以实现良好的电压跟随控制性能。电压控制器的表达公式如下：ild*=kpv(uod*-uod)+kiv∫(uod*-uod)dt+iod-ωCfuoqilq*=kpv(uoq*-uoq)+kiv∫(uoq*-uoq)dt+ioq-ωCfuod---(10)]]>式中，kpv为电压比例系数；kiv为电压积分系数；和分别为电感电流参考值的d轴和q轴分量；iod和ioq分别为输出电流采样值的d轴和q轴分量；和分别为输出电压值的d轴和q轴分量；uod和uoq分别为输出电压采样值的d轴和q轴分量；ω为逆变器输出电压的频率；Cf为滤波电容值。步骤J：将输出电流参考值与两相输出电流采样值作差，获得电流控制器给定值，并将电流控制器给定值输入至DSP主控制器中的电流控制器，获得指令电压参考值；所述电流控制器也采用PI控制方法，电流控制器的表达公式如下：ud*=kpi(ild*-ild)+kii∫(ild*-ild)dt-ωLfilquq*=kpi(ilq*-ilq)+kii∫(ilq*-ilq)dt-ωLfild---(11)]]>式中，kpi为电流比例系数；kii为电流积分系数；和分别为电感电流参考值的d轴和q轴分量；ild和ilq分别为电感电流采样值的d轴和q轴分量；和分别为指令电压参考值的d轴和q轴分量；ω为逆变器输出电压的频率；Lf为滤波电感值。步骤K：根据指令电压参考值和修正后的三角波输出频率获得PWM触发信号，并将PWM触发信号发送至PWM驱动电路；步骤三：通过PWM驱动电路对PWM触发信号进行电平转换，获得触发脉冲信号并发送至光伏逆变器主电路中，控制其开关管S1～S6的通断，实现光伏逆变器输出电压与其他光伏逆变器输出电压的同步。步骤F中所述的通过DSP主控制器中的无线秒基时钟控制器对UTC时间信号、秒脉冲信号和实时时钟振荡频率值进行计算，生成全局同步频率、修正后的三角波输出频率和修正后的三角波输出相位，如图14所示，其具体步骤如下：步骤f1：利用UTC时间信号和秒脉冲信号，获得全局同步频率信号ω*、时钟频率测量信号ωM和三角波相位复位信号sTPR；步骤f2：利用全局同步频率信号确定全局同步频率，并利用时钟频率测量信号确定时钟振荡频率计算值，所述时钟振荡频率计算值由下式确定：ωcry=Σi=1nωcryon---(1)]]>式中，ωcryo为实时时钟振荡频率值；ωcry为经过平均值滤波后得到的时钟振荡频率计算值；i为代表秒脉冲个数的变量，i∈[1，n]；步骤f3：给定时钟振荡频率额定值和全局同步三角波频率额定值，并用时钟振荡频率额定值除以全局同步三角波频率额定值，得到三角波时钟分频额定值，如下式所示：M0=ωcry*ωtri*---(2)]]>式中，M0为三角波时钟分频额定值；为时钟振荡频率额定值；为全局同步三角波频率额定值；步骤f4：将时钟振荡频率额定值与所获得的时钟振荡频率计算值作差，得到时钟振荡频率偏移量，再乘以偏移系数得到三角波时钟分频值修正量；将三角波时钟分频额定值与所获得的三角波时钟分频值修正量作差，得到修正后的三角波时钟分频值，如下式所示：M*=M0-k(ωcry*-ωcry)---(3)]]>式中，M0为三角波时钟分频额定值；M*为修正后的三角波时钟分频值；为时钟振荡频率额定值；k为偏移系数；ωcry为经过平均值滤波后得到的时钟振荡频率计算值；步骤f5：将所获得的时钟振荡频率计算值除以修正后的三角波时钟分频值，得到修正后的三角波输出频率，即三角波实际输出频率，可写为：ωtri=ωcryM*---(12)]]>式中，ωtri为三角波实际输出频率；ωcry为时钟振荡频率计算值；M*为修正后的三角波时钟分频值；步骤f6：对修正后的三角波输出频率进行积分，得到三角波原始实时相位值；将所获得的三角波原始实时相位值经三角波相位同步控制函数处理，得到修正后的三角波输出相位。步骤f6中所述的三角波相位同步控制函数，如下式所示：θtri＝sgn(sTPR)·θtrio(4)式中，θtrio为三角波原始实时相位值；sTPR为三角波相位复位信号；θtri为修正后的三角波输出相位；sgn(sTPR)为以sTPR为变量的符号函数。本实施例中，引起正弦波频率和相位偏移的原因主要是下垂控制是一种孤立的本地控制方法，而且存在会使输出电压频率和相位随功率波动的缺陷。为了弥补这些缺陷，本发明采用决策补偿控制器实现输出电压频率和相位的稳定。步骤G中所述的根据光伏逆变器的输出电压频率、输出电压相位以及步骤F中确定的全局同步频率和步骤C中确定的实际输出有功功率和实际输出无功功率，经过决策补偿控制器计算获得输出电压频率参考值和输出电压幅值参考值，如图16，其具体步骤如下：所述决策补偿控制器的结构图，如图17所示。步骤g1：对全局同步频率ω*进行积分，得到全局同步相位θ*；步骤g2：将全局同步频率ω*与光伏逆变器的输出电压频率ω作差，得到输出电压频率偏移量Δeω，将全局同步相位θ*与光伏逆变器的输出电压相位θ作差，得到输出电压相位偏移量Δeθ，如下式所示：Δeω=ω*-ωΔeθ=θ*-θ---(13)]]>步骤g3：预置同步控制阈值和安全控制阈值，所述同步控制阈值包括正弦波频率差为零的上限阈值Δeωmin和下限阈值-Δeωmin、正弦波相位差为零的上限阈值Δeθmin和下限阈值-Δeθmin；所述安全控制阈值包括稳定运行时正弦波频率差上限阈值Δeωmax和下限阈值-Δeωmax、稳定运行时正弦波相位差上限阈值Δeθmax和下限阈值-Δeθmax；并根据输出电压频率偏移量和输出电压相位偏移量确定同步控制状态表；所述同步控制状态表，见表1。表1同步控制状态表步骤g4：根据输出电压频率偏移量、输出电压相位偏移量以及同步控制阈值和安全控制阈值，确定评估函数的函数值，所述评估函数包括频率评估函数、相位评估函数、相位置位开关评估函数和失步预警评估函数，如下所示：sω=g(Δeω,Δeθ)sθ=h(Δeω,Δeθ)sSPR=sgn(Δeθ)swarn=sgn(Δeω)*f(t)---(5)]]>式中，sω表示函数名为g、以Δeω和Δeθ为变量的频率评估函数；sθ表示函数名为h、以Δeω和Δeθ为变量的相位评估函数；sSPR为相位置位开关评估函数，swarn为失步预警评估函数，sgn为符号函数，f(t)表示以时间t为变量的函数；所述评估函数的决策评估方法，具体包括如下步骤：步骤X1：根据输出电压频率偏移量Δeω、预置的同步控制阈值中的正弦波频率差为零的上限阈值Δeωmin和下限阈值-Δeωmin及预置的安全控制阈值中的稳定运行时正弦波频率差上限阈值Δeωmax和下限阈值-Δeωmax，判断此时的频率控制状态：若|Δeω|＜Δeωmin，则输出电压频率偏移量小于同步控制阈值，正弦波频率同步，定义此时频率控制状态为状态一；若Δeωmin＜Δeω＜Δeωmax，则输出电压频率偏移量大于同步控制阈值但未超过安全控制阈值，输出电压的频率偏移为正向偏移，定义此时频率控制状态为状态二；若-Δeωmax＜Δeω＜-Δeωmin，则输出电压频率偏移量超过同步控制阈值但未超过安全控制阈值，输出电压的频率偏移为负向偏移，定义此时频率控制状态为状态三；若Δeω＞Δeωmax，则输出电压频率偏移量超过安全控制阈值，输出电压的频率偏移为正向偏移，定义此时频率控制状态为状态四；若Δeω＜-Δeωmax，则输出电压频率偏移量超过安全控制阈值，输出电压的频率偏移为负向偏移，定义此时频率控制状态为状态五；若频率控制状态为状态一，则：若|Δeθ|＜Δeθmin，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝0，sSPR＝0，swarn＝0；若Δeθmin＜Δeθ＜Δeθmax，评估函数的函数值为：sθ＝1，sω＝0，sSPR＝0，swarn＝0；若-Δeθmax＜Δeθ＜-Δeθmin，评估函数的函数值为：sθ＝1，sω＝0，sSPR＝0，swarn＝0；若|Δeθ|＞Δeθmax，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝0，sSPR＝1，swarn＝0，；若频率控制状态为状态二，则：若|Δeθ|＜Δeθmin，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝0；若Δeθmin＜Δeθ＜Δeθmax，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝0，sSPR＝0，swarn＝0；若-Δeθmax＜Δeθ＜-Δeθmin，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝0；若|Δeθ|＞Δeθmax，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝1，swarn＝0；若频率控制状态为状态三，则：若|Δeθ|＜Δeθmin，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝0；若Δeθmin＜Δeθ＜Δeθmax，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝0；若-Δeθmax＜Δeθ＜-Δeθmin，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝0，sSPR＝0，swarn＝0；若|Δeθ|＞Δeθmax，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝1，swarn＝0；若频率控制状态为状态四，则：若|Δeθ|＜Δeθmin，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝1；若Δeθmin＜Δeθ＜Δeθmax，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝0，sSPR＝0，swarn＝1；若-Δeθmax＜Δeθ＜-Δeθmin，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝1；若|Δeθ|＞Δeθmax，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝1，swarn＝1；若频率控制状态为状态五，则：若|Δeθ|＜Δeθmin，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝1；若Δeθmin＜Δeθ＜Δeθmax，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝0，swarn＝1，；若-Δeθmax＜Δeθ＜-Δeθmin，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝0，sSPR＝0，swarn＝1；若|Δeθ|＞Δeθmax，评估函数的函数值为：sθ＝0，sω＝1，sSPR＝1，swarn＝1；步骤X2：根据步骤X1中得出的频率控制状态，以及输出电压相位偏移量Δeθ、预置的同步控制阈值中的正弦波相位差为零的上限阈值Δeθmin和下限阈值-Δeθmin、预置的安全控制阈值中的稳定运行时正弦波相位差上限阈值Δeθmax和下限阈值-Δeθmax，经过选择评估确定评估函数的函数值：步骤X3：利用所获得的输出电压频率偏移量，采用PI控制(即比例-积分控制)获得频率补偿量初值，如下式所示：Δω＝kpω(ω*-ω)+kiω∫(ω*-ω)dt(14)式中，Δω为频率补偿量初值，kpω、kiω分别为频率比例系数和频率积分系数；步骤X4：根据装置特性设定有功下垂系数，并确定输出电压频率参考值，所述输出电压频率参考值由下式确定：ωref＝(ω*+sω·Δω)-kp·P(6)式中，ωref为输出电压频率参考值，ω*为全局同步频率，kp为有功下垂系数，P为实际输出有功功率，Δω为频率补偿量初值，sω为频率评估函数的函数值；步骤X5：将所获得的输出电压相位偏移量乘以相位评估函数的函数值获得相位补偿值，再加上对频率参考值进行积分获得的相位中间值得到相位初始值；将逻辑值1与相位置位开关评估函数的函数值作差，并将差值乘以相位初始值，获得正弦波实时相位值，完成对相位的调整；所述正弦波实时相位值由下式确定：θ＝(1-sSPR)(θp+sθ*Δeθ)(7)式中，θ为正弦波实时相位值；θp为相位中间值；sSPR为相位置位开关评估函数的函数值；sθ为相位评估函数的函数值；Δeθ为输出电压相位偏移量；步骤X6：根据装置特性设定输出电压幅值额定值E*和无功下垂系数kq，将输出电压幅值额定值与无功下垂系数和实际输出无功功率的积作差，得到输出电压幅值参考值Eref，如下式所示：Eref＝E*-kqQ(15)式中，kq为无功下垂系数；E*为输出电压幅值额定值；Eref为输出电压幅值参考值；Q为实际输出无功功率。本实施例中，图18是逆变器并联输出脉冲同步后的实验波形图，图19是其局部放大的波形图，两图均为滤波器之前的输出电压波形图。从图中可以看出：分布式运行的光伏逆变器输出电压脉冲在很短时间内就实现了同步，实现了环流的瞬时控制，促进微电网的稳定高效与可靠运行。当前第1页1 2 3