新型量子发电机电源转换系统的制作方法

本发明涉及电源转换器，特别是新型量子发电机电源转换系统。

背景技术：

功率转换器的功率因素系被定义为实际传输至负载之功率对应由功率来源所提供之功率的比例，且功率转换器应能传输以高功率因素从所述功率来源传输功率至所述负载。

近来，政府机关逐渐藉由法规要求功率转换器之功率因素需超过一特定最小程度。例如，美国能源之星要求，如果一装置之规格需要超过49瓦，则功率转换器之功率因素需达到至少87%，例如笔记本电脑。另一方面，美国能源之星要求，如果一装置之规格需要不超过5瓦，则功率转换器之功率因素则达到68%即可，例如移动电话。

一般而言，功率因素校正(PowerFactorCorrection;PFC)可藉由特定模拟集成电路(integratedcircuits;IC)之使用而达成，前述模拟IC系特地设计用于功率转换器内以提高PFC。此外，每种用于提高PFC之模拟IC于不同应用领域中皆为不同设计，因此缺乏一通用型架构以容纳不同应用领域之设计。

现阶段，假如一装置需要超过60瓦之功率，则其功率因素校正之功能通常系透过功率转换器中特定模拟IC之使用而达成。然而，假如一装置不需要超过65W之功率，则所述装置通常并不具备功率校正因素功能，因为具备前述模拟IC以改善功率因素校正之功率转换器价格将约等于或至少两倍于未具备功率转因素校正之功率转换器价格。

此外，前述传统功率转换器之实现通常需要复杂电路，且需付出可观努力以稳定所述复杂电路。且，在不同的应用中，功率转换器需要使用不同的特定模拟IC以达成高度功率因素校正。

具体到量子发电机，如何根据其发电输出类型，将电能模式自动匹配，以及将输入电压、输入频率在较宽范围内转换，并且自动控制稳定输出电流电压，是本领域技术人员亟待解决的技术问题。

技术实现要素：

为了克服现有技术的缺点，本发明提供了新型量子发电机电源转换系统。

本发明所采用的技术方案是：

新型量子发电机电源转换系统，包括：

一主动式功率因素校正模块；

一单开关模块，其包括一单开关，所述开关电性连接至所述主动式功率因素校正模块；

一功率输出模块，其包括一变压器，所述变压器之主侧线圈电性连接至所述主动式功率因素校正模块；以及

一数字控制模块，其包括一微控制器，所述微控制器提供一脉冲宽度调变信号，用以控制所述单开关之切换状态，使得所述主动式功率因素校正模块将输入电压范围从110V-500V、输入频率从50HZ-300HZ转换，并输出一经整流之交流输出电压波型至所述功率输出模块，提升功率因素。

与现有技术相比，本发明的积极效果是：

本发明的新型量子发电机电源转换系统是根据量子发电机发电输出类型，将电能模式自动匹配的控制系统，将输入电压范围从110V-500V，输入频率从50HZ-300HZ转换，实现了宽电压宽频率的转换，并且自动控制稳定输出电流电压，从而实现电能的直流形式转换，对量子发电机的应用及电动汽车的发展有了实质性的突破和质的飞跃。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步的说明。

图1是一模拟PWM控制器与一数字PWM控制器之比较图。

图2是本发明一实施例之低功率数字AC/DC功率转换器之功能方块图。

图3是本发明一实施例之低功率数字AC/DC功率转换器之电路图。

图4是本发明一实施例之中/高功率数字AC/DC功率转换器之功能方块图。

图5是本发明一实施例之中功率数字AC/DC功率转换器之电路图。

图6是本发明一实施例之高功率数字AC/DC功率转换器之电路图。

图7是本发明一实施例之中功率数字AC/DC功率转换器之软开关时序图。

图8是本发明一实施例之高功率数字AC/DC功率转换器之软开关时序图。

主要元件符号说明

模拟PWM控制器101，错误比较单元103，计算比较单元105，斜波产生器107，锁存单元109，驱动单元111, 147；开关模块113, 149；辅助电路115, 117, 151；电阻R101,R102,R103；电容C101，数字PWM控制器131，电源管理单元133，控制接口135，数字参考电压单元137，模拟/数字转换器139，数位加法器141，数字PID滤波器143，数字PWM单元145，整流与滤波模块201, 401主动式功率因素校正模块203, 403单开关模块205, 405功率输出模块207, 407；数字控制模块209, 409；启动信号线301, 501, 601；辅助IC303, 503, 603；微控制器305, 505, 605；唤醒信号线307, 507, 607；压敏电阻R300,R500,R600；保险丝S301,S501,S601；全桥整流器BR1，电磁干扰滤波器EF，电容C300~314,C500~508,C600~608；电感L301~303,L501~504,L601~604；二极管D301~308,D501~504,D601~604；变压器TR，光电耦合器OC1,OC2；功率MOSFETP301,P501,P601；开关M501~502,M601~604；取样电路SC501,SC601。

具体实施方式

以下将会结合本发明之实施例以及图1至图8据以说明，而元件符号将会被用于各图示内以辅助说明各实施例之细节。

图1为本发明一实施例之模拟PWM控制器与数字PWM控制器之差异比较图。参照图1，一模拟PWM控制器101一般具有一错误比较单元103、一计算比较单元105、一斜波产生器107、一锁存单元(latchunit)109以及一驱动单元111。此外，一功率转换器一般是可具有所述模拟PWM控制器101、一开关模块113以及辅助电路115与117。

所述错误比较单元103具有一放大器并因此具有一接收一参考电压之正向端与一接收一反馈电压之负向端，所述反馈电压系由辅助电路115所提供。如果所述反馈电压高于所述参考电压，则不除错。所述反馈电压系由一具有电阻R101,R102之分压电路所形成，该分压电路位于辅助电路115内，且所述辅助电路115具有一电容C101与一电阻R103以形成一阻容电路，因此提供了一输出波型之震荡平均之给所述错误比较单元103。

所述计算比较单元105具有一放大器并因此具有一之正向端用以接收来自所述斜波产生器之输出信号，以及一负向端用以接收一整合信号，所述整合信号系由所述错误比较单元103之输出信号与所述辅助电路117之输出信号所形成。所述辅助电路117系为一阻容电路且同样接收来自所述辅助电路115之输出信号。

所述计算比较单元105使用比较法以获得脉冲宽度之变化，并输出一近似矩型之可变宽度脉冲信号。接下来，所述锁存单元109接收所述可变宽度脉冲信号并输出一可变宽度矩型脉冲至所述驱动单元111，用以放大所述可变宽度脉冲信号。典型地，所述驱动单元111之输出信号系为一经放大之可变宽度矩型脉冲，且其输出信号之电压需高于5V以适切地驱动开关模块113。所述开关模块113具有至少一切换元件，例如金属氧化物半导体场效晶体管(Metal-Oxide-SemiconductorField-EffectTransistor;MOSFET)或绝缘栅双极晶体管(InsulatedGateBipolarTransistor;IGBT)，并控制所述功率转换器之直流输出。

另一方面，请参照图1，一数字PWM控制器131一般具有一电源管理单元133、一控制接口135、一数字参考电压单元137、一模拟/数字转换器(A/Dconverter;ADC)139、一数字加法器141、一数字PID滤波器143以及一数字PWM单元145。此外，一功率转换器一般是可具有所述数字PWM控制器131、一驱动单元147、一开关模块149以及一辅助电路151。

所述控制接口135具有一SDA接口用于数据通信，且具有一SCL接口用于时间/频率之通信。因此，所述数字参考电压单元136是可接收从所述电源管理单元133之信号以及从所述控制接口135之信号，因而输出一数字参考电压至数字加法器141。所述数字加法器141接收来自模拟/数字转换器139之信号以及来自所述数字参考电压单位137之信号。所述模拟/数字转换器139是可转换一模拟量至一数字量，举例而言，一个模拟之1V信号可藉由所述模拟/数字转换器139转换至0~255之数字信号，其中数字0代表0V，数字1代表1V。此外，所述模拟/数字转换器139系接收一由电阻R5,R6所形成之分压，所述电阻R05,R06系位于所述辅助电路151内。

经过所述数字加法器141之计算后，所述数字加法器141输出一信号至数字PID滤波器143，且所述数字PID滤波器143输出一近似矩型之可变宽度脉冲信号。接下来，所述数字PWM单元145接收所述可变宽度脉冲信号并输出一可变宽度矩型脉冲至所述驱动单元147，用以放大所述可变宽度脉冲信号，如此一来所述驱动单元147即可适切地驱动所述开关模块149。所述开关模块149具有至少一切换元件，例如MOSFET或IGBT，并控制所述功率转换器之直流输出。

与具有模拟PWM控制器之功率转换器相比，具有数字PWM控制器之功率转换器优势可于下列方面体现：多重接口/接脚以处理模拟/数字转换、多重取样与集中控制、灵活性、较佳复杂控制例如智能控制或高精度控制、以及整体成本。

图2是根据本发明一实施例之一低功率数字AC/DC功率转换器方块图。参照图2，一数字功率转换器具有一整流与滤波模块201、一主动式功率因素校正(PFC)模块203、一单开关模块205、一功率输出模块207以及一数字控制模块209。

在图2中，功率传输方向系由一交流输入至一直流输出，依序经由所述整流与滤波模块201、所述主动式PFC模块203以及所述功率输出模块207。

所述整流与滤波模块201系电性链接至所述交流输入、所述主动式PFC模块203以及所述数字控制模块209。所述主动式PFC模块203系电性链接至所述整流与滤波模块201、所述功率输出模块207以及所述数字控制模块209。所述功率输出模块207系电性连接至所述直流输出、所述主动式PFC模块203以及所述数字控制模块209。所述单开关模块205系电性连接至所述主动式PFC模块203以及所述数字控制模块209。

所述数字控制模块209提供一经放大之PWM信号Spwm至所述单开关模块205，用以控制开关ON/OFF切换状态，如此一来所述单开关模块205系可以输出一数字PWM信号至所述主动式PFC模块203。此外，所述单开关模块205系提供一反馈信号Iprotect以控制所述经放大之PWM信号Spwm之输出，因此避免单开关的潜在损坏。

所述整流与滤波模块201提供一启动信号至所述数字控制模块209以启动所述数字AC/DC功率转换器。所述功率输出模块207提供一唤醒信号至所述数字控制模块209以唤醒所述数字AC/DC功率转换器。此外，所述功率输出模块207提供一数字功率转换器之内部电压作为一反馈信号给所述数字控制模块209，如此一来所述数字控制模块209侦测该内部电压并可控制所述经放大之PWM信号Spwm之工作周期(dutycycle)。

根据本发明一实施例，图3是所述低功率之数字功率转换器之电路图，用以描述图2内的更多细节。参照图3，所述整流与滤波模块201具有一压敏电阻R300、一保险丝S301、一全桥整流器BR1、一电磁干扰滤波器EF、电容C300与C301，以及一启动信号线301。在此应注意到，所述整流与滤波模块201系连接至一交流电源用以提供一交流电输入。

典型地，所述交流电输入之频率系介于50至60Hz之间，且所述交流电输入系电性连接至所述压敏电阻R300与所述保险丝S301。所述压敏电阻R300系用于提供过电压保护，所述保险丝S301系用以提供过电流保护。所述全桥整流器BR1采用四颗二极管安排成桥状以达成全波整流，将所述交流电输入转为一经整流之电压波型。所述电磁干扰滤波器EF系用于阻挡可视为噪声之电磁波。

所述电容C301系用于平滑所述经全桥整流器BR1整流之电压波型起伏变动。然而，所述电容C301之容量系经选择以小于1μF并以200nF至300nF为佳，因此仅填满所述经整流后电压波型之小部分波谷，并因此避免由于大电容C301容量所导致之低功率因素校正。

为了减少所述数字功率转换器待机状态之功率消耗，所述启动信号线301获得从一半桥之信号，所述半桥系为所述全桥整流器BR1之一部分。因此，从节点N0过来之信号系为一半波整流信号，且经电容C301滤波。在所述启动信号线301中之所述经滤波信号系提供给一辅助集成电路303。当所述数字功率转换器电性连接至所述交流电输入时，一启动电流即立刻形成并经由所述启动信号线301由节点N0传输至所述辅助集成电路303，因此使所述数字功率转换器得以工作。

在图3中，所述主动式PFC模块203具有一升压电路、一π型滤波器与一分压电路。所述升压电路系由一电感L301、二极管D301与D302所形成，所述π型滤波器系由一电感L302、电容C302与C303所形成，所述分压电路系由电阻R301、R302与R303所形成。

在所述主动式PFC模块203中，所述二极管D302可视为一开关，所述开关电性连结至一位于单开关模块205内之功率MOSFETP301，且所述二极管D302系由电性连接至所述功率MOSFETP1之所述数字控制模块209所控制。当所述二极管D302切换至”开”的状态时，所述电感L301左侧之电压系高于其右侧之电压，因此储存能量至由所述电感L301所环绕之一磁芯中。当所述二极管D302切换至”关”的状态时，所述电感L301左侧之电压系低于其右侧之电压，因此透过所述电感L301释放所述磁芯所储存之能量。此外，所述二极管D301与D302可为高频二极管。

在所述主动式PFC模块203中，当二极管D301导通时，所述二极管D301左侧之电压系高于其右侧之电压，因此将从所述升压电路之能量储存至所述电容C302与C303。

基本上，所述存于电容C302与C303之能量系用于填满所述经整流之电压波型的大部分波谷。需注意的是，所述经整流之电压波型可视为一高频波型之低频包络，而所述高频波型系由所述经放大之PWM信号Spwm所创造，且所述经放大之PWM信号Spwm系由所述数字控制模块209所提供。所述经放大之PWM信号Spwm藉由控制二极管D302之开关，将低于300Hz之频率转换为至少30,000Hz之频率，其中所述低于300Hz之频率系为交流输入之频率。举例而言，所述经放大之PWM信号之频率可为60,000Hz。因此，所述二极管D302之开关切换可使经整流之电压波型从低频状态变为高频状态，创造了具高频的经整流之交流输出电压波型。

所述由电阻R301、R302与R303所形成之分压电路系用于使在所述数字控制模块209内之所述微控制器305侦测所述数字功率转换器之内部电压。当所述微控制器305使得所述功率MOSFETP1不工作时，所述内部电压系可等比例于所述交流电源之输入电压。当所述微控制器305使得所述功率MOSFETP301工作时，所述内部电压系可等比例于经所述升压电路提升之电压。

举例而言，在所述功率MOSFETP301工作时，所述微控制器系可侦测经由所述升压电路升压之峰值电压。如果所述峰值电压系高于某一特定阀值，功率MOSFETP301开关之工作周期将会由所述微控制器305所调整。电阻R301与R302之电阻值系可于105至107Ω之范围内，且所述电阻R301与R302需可忍受至少440V。

在图3，所述单开关模块205具有所述功率MOSFETP301以及电阻R304、R305与R306，而所述功率MOSFETP301即为一单开关。所述电阻R304系电性连结于所述功率MOSFETP301之源极且亦系电性连结于所述辅助集成电路303。此外，所述电阻R304系用于取样流经所述功率MOSFETP301之源极之电流。如果所述流经所述功率MOSFETP301之源极之电流大于一特定阀值，所述数字控制模块205将不输出或减少所述PWM信号，因此保护所述功率MOSFETP301。

所述电阻R305系电性连接于所述功率MOSFETP301之闸极且亦系电性连结于所述辅助集成电路303。此外，所述电阻R304系用于传递由所述数字控制模块209所提供之PWM信号。所述电阻R306系电性连接于所述功率MOSFETP301之闸极且亦接地，因此避免所述功率MOSFETP301之误导通。

在图3，所述功率输出模块207具有一瞬态二极管(transientvoltagesuppressor;TVS)D303、一续流二极管(freewheelingdiode;FWD)D304、具有一主侧Np与一第一次侧Ns1及一第二次侧Ns2之一变压器TR、一光电耦合电路，其中所述光电耦合电路系由一电容L1、电阻R308、R309、R310、一光电耦合器OC1,一二极管D306以及一电容C308所组成。此外，所述第一次测Ns1系电性连接于一二极管D305、具有一电阻R307与一电容C304之一阻容电路，以及电容C305、C306、C307。且，所述第二次侧Ns2系电性连结于一二极管D7与一电容C310。在此应注意到，所述功率输出模块207进一步包括一电容C309且系链接至一直流负载，用以提供一直流输出。

所述瞬态二极管D303与所述续流二极管D304形成一吸收电路。当所述功率MOSFETP301切换至”开”的状态时，由所述变压器TR之所述主侧所环绕之一磁芯储存从所述主动PFC模块203传递过来之能量。当所述功率MOSFETP301切换至”关”的状态时，由所述变压器TR之所述主侧所环绕之所述磁芯释放从所述主动PFC模块203传递过来之能量，因此所述瞬态二极管D303与所述续流二极管D304吸收所述能量并使所述主侧所环绕之所述磁芯之磁力线反向。由于前述之能量吸收，所述瞬态二极管D303与所述续流二极管D304消散热量且消除瞬间高频脉冲。

所述变压器TR系用于转换从所述主动PFC模块203而来之电压并提供介于所述交流输入与直流输出之隔离。所述二极管D305系用于整流从所述第一次侧Ns1所输出之信号。所述具有所述电阻R307与所述电容C304之阻容电路系用于吸收高频脉冲，且所述电容C305、C306、C307系用于滤波，因此减少从所述第一次侧Ns1所输出之信号内之涟波。此外，第二次侧Ns2系用于提供一工作电压至所述数字控制模块209。举例而言，所述辅助IC303系可以接收邮所述第二次侧Ns2所提供之工作电压，其中所述工作电压可为4至5V。

所述光电耦合电路系由所述电容L303、所述电阻R308、R309、R310、所述光电耦合器OC301、所述二极管D306以及一电容C308所组成。所述电阻R308与R309系用于限压，且所述电阻R309与R310形成一分压器。所述二极管D306系用于精密稳压。如果由所述电阻R309与R310所形成之所述分压器所提供之电压高于一特定阀值，所述二极管D6将切换至”开”的状态；另一方面，如果由所述电阻R309与R310所形成之所述分压器所提供之电压低于所述特定阀值，所述二极管D306将切换至”关”的状态。因此，所述二极管D306系决定所述光电耦合器OC301是否产生光。如果介于所述电阻R308与所述二极管D306之电压高于一特定阀值，所述光电耦合器OC301会产生光，因此提供一等比例于输出电压之反馈信号至一微控制器305。

在图3，所述数字控制模块209具有所述微控制器305、所述辅助集成电路301以及一光学耦合电路，所述光学耦合电路由一光学耦合器OC2、电阻R11、R12以及一电容C13所形成。

所述辅助集成电路303可视为一功率管理与驱动集成电路。所述辅助集成电路303具有接脚1~7，其中接脚1系用于感测所述启动信号，接脚2系用于感测所述功率MOSFETP1之闸极电流，接脚3系用于提供一放大后之PWM信号给所述功率MOSFETP1，接脚4系用于从所述第二次侧Ns2获得所述工作电压，接脚5系用于接收从微控制器305传来之PWM信号，接脚6系用于与所述微控制器305通信，且所述接脚7系用于提供所述微控制器305工作之电压。此外，经由接脚6之通信可为双向通信，且可包括侦测所述辅助集成电路303之错误信号、确认所述辅助集成电路303是否处于一正常工作模式。

另一方面，所述微控制器305具有接脚8~15，其中接脚8系用于接收从所述辅助集成电路303所提供之工作电压，接脚9系用于与所述辅助集成电路303通信，接脚10系用于提供所述PWM信号给所述辅助集成电路303，接脚11系用于侦测所述数字电源转换器之内部电压，接脚12系用于接地，接脚13系保留作其他用途，接脚14系用于接收从所述数字输出模块207所回馈之一唤醒信号，接脚15系用于接收来自所述数字控制模块209之光电耦合电路之一信号，该信号可代表输出电压。

此外，所述唤醒信号系经由一唤醒信号线307所传输，所述唤醒信号线系为了微功耗待机所设计。当连接至所述直流输出之负载处于系统关机状态时，所述微功耗待机设计系可减少负载功耗，从原本之1~3W功率消耗降至不高于100mW功率消耗。因此，如果所述直流输出之电压具有一微小变化，例如由USB插入所导致之100mV变动，所述微控制器305将会由所述唤醒信号所唤醒。

由于所述功率输出模块207之设计，所述图3的数字AC/DC功率转换器可视为一反激式功率转换器。此外，图3的数字AC/DC功率转换器亦可修改为模拟AC/DC功率转换器，即用一模拟控制模块取代所述数字控制模块209并提供相同的控制功能。所述模拟控制模块可包括一模拟控制器用以提供PWM信号，据以控制主动PFC模块203与功率输出模块207。因此，图3的电路架构可采用所述模拟控制模块或数字控制模块209；若采用模拟控制模块，则可进一步降低成本。

图4是根据本发明一实施例之一中/高功率AC/DC数字功率转换器方块图。参照图4，一数字功率转换器具有一整流与滤波模块401、一主动式PFC模块403、一单开关模块405、一功率输出模块407以及一数字控制模块409。图2与图4的主要差异在于，所述数字控制模块409提供额外控制信号Sswitch至所述功率输出模块407，用以智能控制以达到零电压切换(zerovoltageswitch;ZVS)之准谐振(quasi-resonant)软开关(softswitching)设计，特别是在中/大功率应用中，例如80~200W的中功率应用，或是大于200W的大功率应用。

根据本发明一实施例，图5是所述中功率之数字功率转换器之示意图。图5与图3的主要差异在于，图5的所述功率输出模块407与图3的所述功率输出模块207之实现方式有所不同。

请参照图5，所述功率输出模块407包括两个串联到地的开关M501、M502。一微控制器505控制一辅助IC503由接脚A1、A2输出不同步之矩形脉冲用以控制所述开关M501、M502，使得当所述开关M501切换至”开”的状态时，所述开关M502维持于”关”的状态；当所述开关M502切换至”开”的状态时，所述开关M501维持于”关”的状态。因此，所述开关M501与M502交替动作，处于相反的开关状态。另，由于有接地，所述开关M501与M502不能同时接通。优选地，所述开关M501与M502可为MOSFET。

在所述功率输出模块407中，一变压器TR具有一主侧线圈Np、第一次侧线圈Ns1与第二次侧线圈Ns2。所述主侧线圈Np之左侧系电性连接至所述开关M501、M502，而所述主侧线圈Np之右侧系电性连接至两电容C504、C505。

当所述开关M501处于”开”之状态且所述开关M502处于”关”之状态时，所述主侧线圈Np会从所述电容C504、C505撷取能量，此时所述主侧线圈Np的左侧为高电位，右边为低电位，且右侧电压约为左侧电压之1/2倍。此时，变压器磁芯储存能量。

当所述开关M501处于”开”之状态且所述开关M502处于”关”之状态时，若将所述开关M501切换至”关”之状态，则会导致主侧线圈Np之左侧处于低电位，右侧则处于高电位，且左侧电压约为右侧电压之1/2倍。此时，所述开关M501与M502皆处于”关”之状态。

当所述开关M501处于”关”之状态且所述开关M502处于”关”之状态时，若将所述开关M502切换至”开”之状态，则会导致主侧线圈Np之左侧处于零电位，右侧则处于高电位，因而改变变压器磁芯储能方向。由于前述方式之磁力线方向能迅速翻转，导致磁芯不易饱和，因此可提高工作频率、磁芯利用率与能量转换效率。

接下来，当所述开关M501处于”关”之状态且所述开关M502处于”开”之状态时，若将所述开关M502切换至”关”之状态，则为预备将开关M501切换至”开”之状态，以达成一完整的控制循环，如图7所示。如此，下一步即将开关M501切换至”开”之状态，而使所述开关M501处于”开”之状态且所述开关M502处于”关”之状态。

此外，所述功率输出模块407包括两电感L503与L504，所述电感L503系用于储存与释放多余的能量，所述电感L503则用搭配磁芯作滤波。所述功率输出模块407更进一步包括取样电路SC501，用于恒压应用的电压取样或是恒流应用的电流取样。

因此，所述功率输出模块407之设计系接收所述微控制器505之智能控制，使得本实施例的数字功率转换器为一半桥式零电压切换(zerovoltageswitch;ZVS)之准谐振(quasi-resonant)软开关(softswitching)设计。

根据本发明一实施例，图6是所述高功率之数字功率转换器之示意图。图6与图5的主要差异在于，在高功率实施例中，图6的所述功率输出模块607与图5的所述功率输出模块507之实现方式有所不同。

请参照图6，所述功率输出模块607包括四个开关M601、M602、M603、M604，所述开关M603、M604系用以取代图5的电容C504、C505。在所述功率输出模块607中，所述开关M601、M604系同时工作，而所述开关M602、M603系同时工作。

一微控制器605控制一辅助IC603由接脚A1、A2、A3、A4输出不同步之矩形脉冲用以控制所述开关M601、M602、M603、M604，使得当所述开关M601、M604切换至”开”的状态时，所述开关M602、M603维持于”关”的状态；当所述开关M602、M603切换至”开”的状态时，所述开关M601、M604维持于”关”的状态。因此，所述开关M601、M604与M602、M603交替动作，处于相反的开关状态。优选地，所述开关M601、M602、M603、M604可为IGBT。

在所述功率输出模块607中，一变压器TR具有一主侧线圈Np、第一次侧线圈Ns1与第二次侧线圈Ns2。所述主侧线圈Np之左侧系电性连接至所述开关M601、M602，而所述主侧线圈Np之右侧系电性连接至所述开关M603、M604。此外，所述主侧线圈Np之右侧亦电性连结至一电容C604，用以隔离直流信号。

当所述开关M601、M604处于”开”之状态且所述开关M602、M603处于”关”之状态时，此时所述主侧线圈Np的左侧为高电位，右边为低电位。接下来，若将所述开关M601、M604切换至”关”之状态，则会导致主侧线圈Np之左侧处于低电位，右侧则处于高电位。此时，所述开关M601、M602、M603、M604皆为”关”之状态。

当所述开关M601、M602、M603、M604皆为”关”之状态时，若将所述开关M602、M603切换至”开”之状态，则会导致主侧线圈Np之左侧处于零电位，右侧则处于高电位，因而改变变压器磁芯储能方向。由于前述方式之磁力线方向能迅速翻转，导致磁芯不易饱和，因此可提高工作频率、磁芯利用率与能量转换效率。

接下来，当所述开关M601、M604处于”关”之状态且所述开关M602、M603处于”开”之状态时，若将所述开关M602、M603切换至”关”之状态，则为预备将开关M601、M604切换至”开”之状态，以达成一完整的控制循环，如图8所示。

因此，所述功率输出模块607之设计系接收所述微控制器605之智能控制，使得本实施例的数字功率转换器为一全桥式零电压切换(zerovoltageswitch;ZVS)之准谐振(quasi-resonant)软开关(softswitching)设计。

前述实施例之微控制器305、505、605，系可采用8位之数字微处理器，将所述经放大之PWM信号Spwm之工作周期(dutycycle)扩大至少64倍之精度，以精准控制工作周期之增加或减少。举例而言，如果直流输出之电压太大，则可由所述数字微处理器控制以减少Spwm之工作周期，如果直流输出之电压太小，则可由所述数字微处理器控制以增加Spwm之工作周期。透过数字微处理器以软件方式实现精度扩大，可有效节省整体数字交流/直流功率转换器之成本并高效率精准控制PWM之工作周期。

综上所述，本发明的新型量子发电机电源转换系统是根据量子发电机发电输出类型，将电能模式自动匹配的控制系统，将输入电压范围从110V-500V，输入频率从50HZ-300HZ转换，实现了宽电压宽频率的转换，并且自动控制稳定输出电流电压，从而实现电能的直流形式转换，对量子发电机的应用及电动汽车的发展有了实质性的突破和质的飞跃。

以上所述仅为本发明的优先实施方式，本发明并不限定于上述实施方式，只要以基本相同手段实现本发明目的的技术方案都属于本发明的保护范围之内。