基于开关状态优化的中点电压纹波抑制系统及方法与流程

本发明属于电力电子变换技术中的控制
技术领域：
，特别是一种基于开关状态优化的中点电压纹波抑制系统及方法。
背景技术：
：近年来，三电平逆变器已经广泛地应用在高压中大功率变换场合；其电路拓扑结构与控制方法成为了当今的研究热点。相比两电平逆变器，三电平逆变器具有开关管电压应力低、电磁噪声小、输出电压谐波畸变率低等诸多优点。三电平逆变器的拓扑大体可以分为三类：二极管箝位型、级联型、飞跨电容型，其中应用最广泛的为二极管箝位型逆变器。三电平二极管箝位型逆变器可分为中点箝位型(NPC)逆变器和T型逆变器。三电平逆变器的控制方法主要有：正弦脉宽调制(SPWM)、空间矢量脉宽调制(SVPWM)、三次谐波注入脉宽调制(THIPWM)、不连续脉宽调制(DPWM)等。与SPWM方法相比，SVPWM方法提高了直流母线电压利用率，更易于整个开关模态和约束条件的优化处理，且更适合通过数字信号处理(digitalsignalprocessor，DSP)实现。因此，一般情况下，SVPWM方法更受欢迎。近年来，为了优化传统三电平SVPWM方法，专家学者们提出了各种新的调制方法。针对高开关频率的三电平逆变器，J.Holtz教授提出了一种基于现场可编程门阵列(FieldProgrammableGateArray，FPGA)的新型SVPWM调制器，它克服了现有方案的基本缺点。一些学者，例如在文献Comparisonsofspace-vectormodulationandcarrier-basedmodulationofmultilevelinverter[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2008,23(1):45-51，姚文熙副教授等人提出了基于60o坐标系的新型SVPWM方法。还有一些学者，例如在文献ComprehensiveStudyonEquivalentModulationWaveformsoftheSVMSequenceforThree-LevelInverters[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2015,30(12):7149-7158，陈娟等人通过对SPWM方法的正弦调制波中注入零序分量或共模电压的方式实现SVPWM方法，虽然所提调制方法降低了矢量计算的复杂程度，但是SVPWM调制波的开关状态并未得到优化。在采用传统三电平SVPWM方法时，三电平逆变器存在中点电压纹波较大，输出波形质量不高，调制波表达式较复杂，难以建立统一的中点电压模型，不易于中点电压控制器设计的缺点。技术实现要素：本发明的目的在于提供一种控制方法简单、易于数字实现的基于开关状态优化的中点电压纹波抑制系统及方法。实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于开关状态优化的中点电压纹波抑制系统，其特征在于，包括三电平逆变器和数字处理控制模块，其中数字处理控制模块包括顺次连接的采样单元、闭环控制单元和空间矢量脉宽调制单元；所述采样单元分别采集三电平逆变器的直流母线电压信号、三电平逆变器输出的三相电压信号、三电平逆变器输出的三相电流信号，空间矢量脉宽调制单元的输出端通过驱动电路接入三电平逆变器每相桥臂各个开关管；在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集三电平逆变器的直流母线电压信号、三电平逆变器输出的三相电压信号、三电平逆变器输出的三相电流信号；采集到的信号经闭环控制单元处理得到三相基波调制信号；三相基波调制信号经空间矢量脉宽调制单元处理得到脉宽调制控制信号，该脉宽调制控制信号能够抑制三电平逆变器直流母线中点电压纹波、优化三电平逆变器的输出波形质量；所述脉宽调制控制信号经驱动电路控制三电平逆变器每相开关管的工作状态。优选地，所述数字处理控制模块为TMS320F28335芯片。一种基于开关状态优化的中点电压纹波抑制方法，该方法用于采用空间矢量调制方法的三电平逆变器，包括以下步骤：步骤1、在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集三电平逆变器的直流母线电压信号、三电平逆变器输出的三相电压信号、三电平逆变器输出的三相电流信号；步骤2、闭环控制单元根据步骤1中采集到的信号经Clarke变换、Park变换，得到两相旋转坐标系下的d轴和q轴分量，d轴和q轴分量分别与参考基准信号进行比例积分微分调节得到误差信号，误差信号再经Park反变换、Clarke反变换，输出三相基波调制信号；步骤3、空间矢量脉宽调制单元根据步骤2中得到的三相基波调制信号，优化三相桥臂的开关状态，得到三相桥臂输出电平的切换时刻ta、tb、tc，将ta、tb、tc与三角载波比较，获得脉宽调制控制信号；步骤4、驱动电路将步骤3中所得脉宽调制控制信号分配给三电平逆变器每相桥臂各个开关管，控制三电平逆变器的工作状态，同时抑制三电平逆变器直流母线中点电压的纹波、优化三电平逆变器的输出波形质量。进一步地，步骤3中所述空间矢量脉宽调制单元根据步骤2中得到的三相基波调制信号，优化三相桥臂的开关状态，得到三相桥臂输出电平的切换时刻ta、tb、tc，将ta、tb、tc与三角载波比较，获得脉宽调制控制信号，具体步骤为：(1)区间划分和判定：在两相静止坐标系即α-β坐标系下，α轴为横轴，β轴为纵轴，划分空间矢量区间，α轴的正负30度范围，作为大扇区I，依次逆时针方向，每60度划分一个大扇区，完成6个大扇区划分；对合成参考矢量Vref减去一个小矢量Vm，Vref转化成等效的合成参考矢量Vr′ef，即将空间矢量图等效为两电平空间矢量区间图；当确定了大扇区后，根据Vr′ef的相角判定所处小区间；且类似两电平SVPWM矢量合成计算原理，得到合成Vref的三个矢量和这三个矢量的作用时间；(2)开关周期内开关状态的优化：在一个开关周期Ts内，通过控制三电平逆变器某一相桥臂P状态的持续时间与另一相桥臂N状态的持续时间相等，或某一相桥臂N状态的持续时间与另一相桥臂P状态的持续时间相等，从而优化开关状态，减小直流母线中点电压波动量；(3)参与合成的矢量作用时间计算：根据开关周期内开关状态的优化方法，分别得到合成Vref的三个矢量的作用时间，进而得到三电平逆变器三相桥臂输出电平的切换时刻ta、tb、tc；(4)脉宽调制控制信号生成将步骤(3)所得的三相桥臂输出电平的切换时刻值ta、tb、tc与三角载波进行比较，获得三相桥臂脉宽调制控制信号。本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)通过重新划分空间矢量区间，将传统三电平SVPWM简化为两电平SVPWM，使得区间判定和矢量合成计算更易实现；(2)在开关周期内，根据合成参考矢量的相角范围条件，选择一相桥臂“P”(或“N”)状态与另一相桥臂“N”(或“P”)状态的持续时间相等，简化了调制波的表达式；(3)在基波调制比为[0,1.15]的范围内，调制波为鞍形波，有效减小了中点电压纹波，提高了输出波形质量。附图说明图1是本发明基于开关状态优化的中点电压纹波抑制系统的结构图。图2是传统三电平SVPWM空间矢量区间划分图。图3是本发明的空间矢量区间划分图。图4是本发明的等效两电平空间矢量区间图，其中(a)为合成参考矢量Vref在I-3区间的矢量区间图，(b)为等效的合成参考矢量Vref’在I-3区间矢量区间图。图5是当Vref在图2所示的I-1区间时传统三电平SVPWM方法的开关序列图。图6是当Vref在图3所示的I-3区间时本发明的开关序列图。图7是传统三电平SVPWM的a相桥臂调制波波形图。图8是本发明方法的a相桥臂调制波波形图。图9是NPC三电平逆变器的主电路结构图。图10是两种调制方法的中点电压纹波曲线图。图11是两种调制方法的实验结果对比图，其中(a)为传统三电平SVPWM方法的实验波形图，(b)为本发明方法的实验波形图，(c)为传统三电平SVPWM方法的THD分析结果图，(d)为本发明方法的THD分析结果图。图12是THD和中点电压纹波测量结果图，其中(a)为THD测量结果图，(b)为中点电压纹波测量结果图。具体实施方式下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。本发明基于开关状态优化的中点电压纹波抑制系统，通过重新划分空间矢量区间，将传统三电平SVPWM简化为两电平SVPWM，使得区间判定和矢量合成计算更易实现。在开关周期内，根据合成参考矢量的相角范围条件，选择一相桥臂“P”(或“N”)状态与另一相桥臂“N”(或“P”)状态的持续时间相等，简化了调制波的表达式。在基波调制比为0-1.15的范围内，调制波为鞍形波，降低了中点电压的纹波，解决了中点电压模型难以建立、中点电压控制器不易设计的问题。与传统三电平SVPWM相比，本发明能有效减小中点电压纹波，提高输出波形质量。结合图1，本发明基于开关状态优化的中点电压纹波抑制系统，包括三电平逆变器和数字处理控制模块，其中数字处理控制模块包括顺次连接的采样单元、闭环控制单元和空间矢量脉宽调制单元；所述采样单元分别采集三电平逆变器的直流母线电压信号、三电平逆变器输出的三相电压信号、三电平逆变器输出的三相电流信号，空间矢量脉宽调制单元的输出端通过驱动电路接入三电平逆变器每相桥臂各个开关管；所述数字处理控制模块为TMS320F28335芯片。在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集三电平逆变器的直流母线电压信号、三电平逆变器输出的三相电压信号、三电平逆变器输出的三相电流信号；采集到的信号经闭环控制单元处理得到三相基波调制信号；三相基波调制信号经空间矢量脉宽调制单元处理得到脉宽调制控制信号，该脉宽调制控制信号能够抑制三电平逆变器直流母线中点电压纹波、优化三电平逆变器的输出波形质量；所述脉宽调制控制信号经驱动电路控制三电平逆变器每相开关管的工作状态。一种基于开关状态优化的中点电压纹波抑制方法，该方法用于采用空间矢量调制方法情况下的三电平逆变器，包括以下步骤：步骤1、在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集三电平逆变器的直流母线电压信号、三电平逆变器输出的三相电压信号、三电平逆变器输出的三相电流信号；步骤2、闭环控制单元根据步骤1中采集到的信号经Clarke变换、Park变换，得到两相旋转坐标系下的d轴和q轴分量，d轴和q轴分量分别与参考基准信号进行比例积分微分调节得到误差信号，误差信号再经Park反变换、Clarke反变换，输出三相基波调制信号；步骤3、空间矢量脉宽调制单元根据步骤2中得到的三相基波调制信号，优化三相桥臂的开关状态，得到三相桥臂输出电平的切换时刻ta，tb，tc，将ta、tb、tc与三角载波比较，获得能够抑制三电平逆变器直流母线中点电压的纹波、优化三电平逆变器的输出波形质量的脉宽调制控制信号，具体步骤为：(1)区间划分和判定：在三相静止坐标系下，步骤2中得到的三相基波调制信号vao、vbo、vco经Clarke变化转换至α-β两相静止坐标系中，可得合成参考矢量Vref：Vref=23(vao+vboej2π/3+vcoe-j2π/3)=Vα+jVβ|Vref|=Vα2+Vβ2θ=arctg(VβVα)---(1)]]>其中Vα和Vβ分别为Vref的实部和虚部。|Vref|和θ分别是Vref的模长和相角。假设“P”、“0”、“N”代表NPC三电平逆变器相桥臂的三种工作状态(每相桥臂电压分别是Vdc/2、0、-Vdc/2)。因此NPC三电平逆变器总共有27种工作状态，每种状态对应于α-β二维坐标系矢量图中的一个矢量。传统三电平SVPWM空间矢量区间划分图，如图2所示，该矢量分布图被分为6个大扇区，每60°区间为一个大扇区，每个大扇区包括4个小三角形区间。图中“I，II，III，IV，V，VI”表示大扇区的编号，“1，2，3，4”表示各扇区内小三角形区间的编号。在图2中，27个矢量具体分为：6个模长为2Vdc/3的大矢量；6个模长为为的中矢量；12个模长为Vdc/3的小矢量；3个零矢量。采用本发明方法时，空间矢量的扇区和小区间需要重新定义划分，如图3所示。6个四边形代表6个大扇区，每60°区间为一个扇区，每个大扇区包括6个小区间。图中“I，II，III，IV，V，VI”表示大扇区的编号，“1，2，3，4，5，6”表示各扇区内6个小区间的编号。图4给出了当合成参考矢量Vref在图3所示的第I大扇区第3小区间(I-3区间)时，本发明的等效两电平空间矢量区间图。对比图4(a)和(b)可知，通过减去一个小矢量Vm(这里Vm＝Vo)，Vref转化成等效的合成参考矢量Vr′ef。如图4(b)所示，转化为两电平SVPWM的矢量计算后，Vr′ef由V0′，V1′，V2′合成，且满足下面的等式：Vr′efTs＝V0′T0+V1′T1+V2′T2(2)T0+T1+T2＝Ts(3)式中V0′，V1′，V2′为转化后的Vr′ef的合成三矢量，T0、T1、T2分别表示V0′，V1′，V2′的作用时间。分析图4可知：式(2)还可以表示为：(Vref-Vm)Ts＝(V0-Vm)T0+(V1-Vm)T1+(V2-Vm)T2(4)将式(2)代入到式(4)中，可以将式(4)化简为：VrefTs＝V0T0+V1T1+V2T2(5)因此，经转化后计算得到的T0、T1、T2也就是传统三电平SVPWM的Vref的合成三矢量V0，V1，V2的时间。因此，采用本发明方法时，传统三电平SVPWM的矢量计算简化为两电平SVPWM的矢量计算，当确定了大扇区后，只需根据V′ref的相角来判定所处小区间。且类似两电平SVPWM矢量合成计算原理，得到合成Vref的合成三矢量和它们的作用时间。(2)开关周期内开关状态的优化以Vref在图2所示的I-1区间时传统三电平SVPWM的开关序列为例，如图5所示。从图5中可以看出，采用传统SVPWM方法时，在一个开关周期Ts内，V0[P00]的作用时间和V0[0NN]的作用相等，等于T0/2。又由于V0[P00]和V0[0NN]是一对正负小矢量，它们对中点电压的影响是相反的，且能够相互抵消。但V1[00N]是另一个负小矢量，使得中点电压降低，因此，中点电压波动问题就出现了。在一个开关周期Ts内，为了减小负小矢量V1[00N]对中点电压的影响，应该增加正小矢量V0[P00]的作用时间，相应的减少负小矢量V0[0NN]的作用时间，即重新分配V0[P00]和V0[0NN]的作用时间，使得中点电压上升，有利于减小中点电压的波动量。图6表示的是当Vref在图3所示的I-3区间时，本发明方法的开关序列。该序列与图5中Vref在图2所示的I-1区间时传统三电平SVPWM的开关序列相同。在图6中，在一个开关周期Ts内，假设a相桥臂“P”状态的持续时间与c相桥臂“N”状态的持续时间相等，即满足下面的不等式：T0+＝T0-+T1(6)T0++T0-+T1+T2＝Ts(7)T0++T0-＝T0(8)式中T0-，T0+分别代表负小矢量V0[0NN]和正小矢量V0[P00]的作用时间。由图5和图6对比可知，在一个开关周期Ts内，传统三电平SVPWM方法和本发明方法作用时，合成三矢量的作用时间对比情况在表1中给出。表1合成三矢量的作用时间对比其中T0表示负小矢量V0[0NN]和正小矢量V0[P00]的总作用时间，T1，T2分别表示V1，V2的作用时间。由式(5)-(7)和表1可以看出，虽然负小矢量V1[00N]的作用时间没有调整，但是负小矢量V0[0NN]和正小矢量V0[P00]的作用时间不再相等。正小矢量V0[P00]的作用时间增加了，同时，负小矢量V0[0NN]的作用时间减小了。因此，在采用本发明方法时，当Vref在图3所示的I-3区间时，使得a相桥臂“P”状态的持续时间与c相桥臂“N”状态的持续时间相等，中点电压将上升，有减小中点电压波动量的趋势。根据上述分析可知，在一个开关周期Ts内，本发明方法通过控制NPC三电平逆变器某一相桥臂“P”(或N”)状态的持续时间与另一相桥臂“N”(或“P”)状态的持续时间相等，从而优化开关状态减小中点电压波动量。具体优化开关状态的规则如下：表2本发明方法的开关状态优化规则表中Taon，Tbon，Tcon分别代表在一个开关周期Ts内，NPC三电平逆变器各相桥臂“P”(或“N”)状态的持续时间。θ是Vref的相角。(3)参与合成的矢量作用时间计算仍以Vref在图3所示的I-3区间为例，采用本发明方法时，由式(4)-(7)可以求得T0-，T0+，T1，T2：T0+=Ts2(3M2cos(θ)+3M2sin(θ))T0-=Ts2(3M2cos(θ)-33M2sin(θ))T1=3Msin(θ)TsT2=Ts-(3sin(θ)2+32cos(θ))MTs---(9)]]>这里，M表示基波调制比，M＝|Vref|/(Vdc/2)，M的范围是[0，1.15]。如图6所示，当Vref在图3所示的I-3区间时，本发明方法在一个开关周期内的开关序列。图中，ta，tb，tc分别为NPC三电平逆变器三相桥臂输出电平的切换时刻，ta，tb，tc为：ta=T0-/2+T1/2+T2/2tb=T0-/2tc=T0-/2+T1/2---(10)]]>(4)脉宽调制控制信号生成再将式(9)代入式(10)，可得ta，tb，tc。综上所述，当Vref处于其他区域内时，同理可得三电平逆变器三相桥臂输出电平的切换时刻值。将求得的ta、tb、tc与三角载波比较可以得到三相桥臂脉宽调制控制信号。步骤4、驱动电路将步骤3中所得脉宽调制控制信号分配给三电平逆变器每相桥臂各个开关管，控制三电平逆变器的工作状态，同时抑制三电平逆变器直流母线中点电压的纹波、优化三电平逆变器的输出波形质量。下面以NPC三电平逆变器为例，详细阐述本发明实施过程。(1)传统三电平SVPWM控制方法下调制波分析：如图2所示，以Vref在图2所示的I-I区为例，当采用传统三电平SVPWM方法时，V0、V1、V2的作用时间T0、T1、T2为：T0=(32cos(θ)-3sin(θ)2)MTsT1=3Msin(θ)TsT2=Ts-(3sin(θ)2+32cos(θ))MTs---(11)]]>Vref在I-I区时，一个开关周期内的开关序列如图5所示。图中，tasv，tbsv，tcsv分别为NPC三电平逆变器三相桥臂输出电平的切换时刻，tasv，tbsv，tcsv为：tasv=T0/4+T1/2+T2/2tbsv=T0/4tcsv=T0/4+T1/2---(12)]]>再将式(11)代入式(12)，可得tasv，tbsv，tcsv。综上所述，当Vref处于其他区域内时，同理可得NPC三电平逆变器输出三相电平的切换时刻值。以Vref在图2所示的I-1区间为例，三相桥臂调制波uasv，ubsv，ucsv可以表示为：uasv=Vdc(Ts-2tasv)/(2Ts)ubsv=-Vdctbsv/Tsucsv=-Vdctcsv/Ts---(13)]]>式中，Vdc为NPC三电平逆变器的输入直流电压。对Vdc/2进行标幺化处理后，由式(11)-式(13)可以将式(13)化简为：uasv=32Msin(ωt+π6))ubsv=-32Msin(ωt+π6)ucsv=-32Msin(ωt-π3)---(14)]]>式中ω是NPC三电平逆变器的三相调制波角频率，且ωt＝θ+π/2。根据上述分析可知，当Vref位于空间矢量区间划分图的任意区间时，传统三电平SVPWM方法的三相调制波表达式均可以得到，如表3所示。进一步作出各相调制波随M变化的趋势图。以a相调制波为例，在一个工频周期内，其随M变化的趋势图如图7所示。从表3和图7可以看出，在一个工频周期里，当M在[0，1.15]范围内变化时，传统三电平SVPWM的调制波表达式非常复杂，且其波形形状随M变化而不同。仅在M＝1.15时，其调制波为鞍形波。另外，从传统三电平SVPWM方法的原理分析可以看出，为了实现对Vref的区间判断，Vref的相角θ和其模长|Vref|计算必不可少，且其区间判断和合成矢量计算较复杂。表3传统三电平SVPWM空间矢量区间的调制波表达式其中，uZX_Y表示在X扇区，Y小区的Z相调制波。其中，Z表示的是a，b，c三相。X表示的扇区号“I，II，III，IV，V，VI”。Y表示的是小区间号“1，23，4”，“23”表示的是第2和3小区。(2)本发明方法下调制波分析在本发明方法作用时，当Vref处于空间矢量区间划分图各个区域内，NPC三电平逆变器的各相桥臂的输出电平切换时刻ta、tb、tc经计算得到后，就能够得到各项桥臂的调制波ua，ub，uc表达式。以Vref在图3所示的I-3区间为例，ua，ub，uc为：ua=Vdc(Ts-2ta)/(2Ts)ub=-Vdctb/Tsuc=-Vdctc/Ts---(15)]]>对Vdc/2进行标幺化处理后，由式(9)-(10)可以将式(15)化简为：ua=32Msin(ωt-π6)ub=32Msin(ωt-2π3)uc=-32Msin(ωt-π6)---(16)]]>式中ω是NPC三电平逆变器的三相调制波角频率，且ωt＝θ+π/2。根据上述分析可知，当Vref位于空间矢量区间划分图的任意区间时，NPC三电平逆变器的三相调制波表达式均可以得到。在一个工频周期内，a相调制波ua在不同M条件下的波形如图8所示。与传统三电平SVPWM空间矢量区间的调制波表达式相比，本发明方法的调制波表达式更容易得到。对比图8与图7可知，当M在[0，1.15]范围内变化时，在一个工频周期内，本发明方法的调制波总是鞍形波，其波形不随M变化。而传统三电平SVPWM的调制波表达式非常复杂，其波形随M变化而不同，仅当M＝1.15的时候，其波形为鞍形。另外，通过对比分析上述两种调制方法的调制波表达式可知，传统三电平SVPWM的调制波表达式较复杂，难以建立统一的中点电压模型。而在基波调制比为[0,1.15]范围内，本发明方法的调制波表达式较为简单，在相同条件下，不随小区间变化。且该方法作用时，中点电压的平均模型相对容易建立，易于中点电压控制器的设计。(3)中点电压纹波对比在传统三电平SVPWM方法作用下，当NPC三电平逆变器的三相桥臂分别工作在“0”状态时，在一个开关周期Ts内，每相桥臂“0”状态对应的占空比Daosv，Dbosv，Dcosv可以表示为：Daosv=1-|uasv|Dbosv=1-|ubsv|Dcosv=1-|ucsv|---(17)]]>式中uasv，ubsv，ucsv表示当采用传统三电平SVPWM方法时，各相桥臂的调制波。同样的，当采用本发明方法时，在一个开关周期Ts内，每相桥臂“0”状态对应的占空比Dao，Dbo，Dco可以表示为：Dao=1-|ua|Dbo=1-|ub|Dco=1-|uc|---(18)]]>式中ua，ub，uc表示当采用传统三电平SVPWM方法时，各相桥臂的调制波。三相负载电流的表达式为：式中Im表示三相负载相电流的幅值，为三相负载的功率因数角。NPC三电平逆变器如图9所示，io可以定义为一个开关周期Ts内中点电流的平均值，其正方向为流出中点o的方向。令iosvandio表示分别采用传统三电平SVPWM方法和本发明方法时的中点电流，满足以下等式：iosv＝Daosvia+Dbosvib+Dcosvic(20)io＝Daoia+Dboib+Dcoic(21)在图9中，i1和i2分别为流过电容C1和C2的电流，vc1和vc2分别为电容C1和C2的电压，vc为vc1和vc2的电压差。vc＝vc1-vc2(22)假设电容C1和C2的容值相等，等于C。因此，io，i1和i2的关系可以表示为：i1=Cdvc1/dti2=Cdvc2/dtio=i1-i2---(23)]]>由式(22)-(23)可以推导得到vc：vc=ioCTs---(24)]]>根据式(20)，(21)和(24)，上述两种调制方法的vc可以表示为：vcsv=TsC(Dasvia+Dbsvib+Dcsvic)---(25)]]>vcsA=TsC(Daoia+Dboib+Dcoic)---(26)]]>式中：vcsv和vcSA分别表示传统三电平SVPWM方法和本发明方法时的vc。假设三相负载为阻性负载当对Im，Ts，C进行标幺化处理后，vcsv_pp和vcSA_PP随M变化的曲线如图10所示。这里，vcsv_pp，vcSA_PP分别表示vcsv和vcSA的纹波量。从图10中可以看出，与传统三电平SVPWM方法相比，本发明方法作用时中点电压的纹波量明显减小。因此，根据上述分析，本发明方法在减小中点电压纹波方面的效果得到了理论验证。实施例1为了验证本发明方法的有效性，在基于数字信号处理器-复杂可编程逻辑器件(DigitalSignalProcessorandComplexProgrammableLogicDevice，DSP-CPLD)的NPC三电平逆变器实验平台上进行了实验验证。实验中设置的主要参数为：输入直流电压：200V输入直流母线电容容值：C1＝C2＝150uF基波调制比：M＝0.8开关频率：fs＝20kHz输出功率：Pout＝0-215W数字处理单元：TMS320F28335DSP逻辑驱动处理单元：EPM1270T(CPLD)功率模块单元：IGBTFZ06NPA070FP各相输出滤波器：L＝1.5mH，C＝10uF负载条件：阻性负载。当分别采用传统三电平SVPWM和所提发明方法时，vc1，vc2，vA，va_ref，ia，va的波形以及输出波形的谐波分析结果如图11所示。图11中，vc1，vc2分别表示电容C1，C2上的电压，vA表示的是a相桥臂电压，va_ref表示的是a相调制波波形，ia表示的是a相负载电流，以及va表示的是a相负载电压。从图11(a)(b)可以看出，采用传统三电平SVPWM方法时，vc1或vc2的纹波为12.4V(示波器设置在AC耦合方式)，当本发明方法时，vc1或vc2的纹波得到有效减小。因此，实验结果表明：与传统三电平SVPWM方法相比，本发明方法在中点电压纹波方面有更好的表现。图11(c)(d)给出的是va，ia的THD分析结果。传统三电平SVPWM方法相比，当采用本发明方法时，ia的THD值从5.17％降到1.96％，va的THD值从5.13％降到1.94％。因此，与传统三电平SVPWM方法相比，本发明方法在输出波形质量方面有明显优势。在不同M条件下，上述两种调制方法的vc1纹波值和输出电流的THD结果如图12所示。当M从0变化到1.15的范围内，与传统三电平SVPWM方法相比，本发明方法能减小中点电压的纹波，提高NPC三电平逆变器的输出波形质量。综上所述，本发明基于开关状态优化的中点电压纹波抑制系统及方法，应用于空间矢量调制情况下的三电平逆变器，该控制方法通过重新划分空间矢量区间，将传统三电平SVPWM简化为两电平SVPWM，使得区间判定和矢量合成计算更易实现。在开关周期内，根据合成参考矢量的相角范围条件，选择一相桥臂“P”(或“N”)状态与另一相桥臂“N”(或“P”)状态的持续时间相等，简化了调制波的表达式。在基波调制比为[0,1.15]的范围内，调制波为鞍形波，降低了中点电压的纹波，解决了中点电压模型难以建立、中点电压控制器不易设计的问题。与传统三电平SVPWM相比，本发明能有效减小中点电压纹波，提高输出波形质量。该控制方法无需增加额外的硬件电路，具有输出波形谐波含量低，实时性好，控制方法简单，便于数字化实现等优点。当前第1页1 2 3