一种限幅控制电路及方法与流程

本发明涉及无线供电领域，更具体的说，涉及一种限幅控制电路及方法。

背景技术：

从动谐振环具有接受能量和发射能量的双重特性，在无线供电的终端，从动谐振环常当作接收谐振环使用，为终端电器供电。

由于从动谐振环工作于谐振状态，谐振环内的电压和电流振幅很大，而且不稳定，如果直接给终端电器供电，会产生巨大的电流和电压波动，会给终端电器带来严重的影响，甚至会烧毁电器。

因此，亟需一种控制从动谐振环电压或电流的振幅，保证从动谐振环工作稳定的电路。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供一种限幅控制电路及方法，以解决从动谐振环工作不稳定的问题。

为解决上述技术问题，本发明采用了如下技术方案：

一种限幅控制电路，包括：

谐振线圈、谐振电容、开关和变压器；

所述谐振线圈和所述谐振电容并联或者串联；所述变压器的初级线圈与所述谐振线圈并联；所述变压器的次级线圈与所述开关串联。

优选地，所述开关为压控开关；

其中，所述压控开关的两个开关端与所述变压器的次级线圈串联。

优选地，所述压控开关为IGBT管，所述IGBT管的集电极和发射极为两个开关端。

优选地，所述压控开关为MOSFET管，所述MOSFET管的漏极和源极为两个开关端。

优选地，所述压控开关为TRIAC管，所述TRIAC管的主电极T1和主电极T2为两个开关端。

优选地，所述压控开关为两个IGBT管反向串联，所述两个IGBT管反向串联之后的两个集电极为两个开关端。

优选地，所述压控开关为两个MOSFET管反向串联，所述两个MOSFET管反向串联之后的两个漏极为两个开关端。

优选地，所述压控开关为两个TRIAC管反向串联，所述两个TRIAC管反向串联之后的两个主电极T2为两个开关端。

一种限幅控制方法，应用于上述任意一项所述的限幅控制电路，所述方法包括：

当需要提供稳定的电压时，控制所述开关导通。

优选地，所述控制所述开关导通，具体包括：

采用手动关闭开关的方式、输入高低电平的方式或脉冲宽度调制的方式控制所述开关导通。

相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：

本发明提供了一种限幅控制电路及方法，所述电路包括：谐振线圈、谐振电容、开关和变压器；所述谐振线圈和所述谐振电容并联或者串联；所述变压器的初级线圈与所述谐振线圈并联；所述变压器的次级线圈与所述开关并联。当需要提供稳定的电压时，控制所述开关导通，此时所述变压器的次级线圈被短路，所述变压器的初级线圈的电感值下降，整个电路的总电感量下降，进而谐振状态被改变，能够提供稳定的电压或电流，解决了从动谐振环工作不稳定的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为本发明中谐振环的结构示意图；

图2为本发明中三端压控开关的结构示意图；

图3为本发明中四端压控开关的结构示意图；

图4为本发明中应用三端压控开关的谐振环的结构示意图；

图5为本发明中应用四端压控开关的谐振环的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供了一种限幅控制电路，所述电路包括：

谐振线圈、谐振电容、开关和变压器；

所述谐振线圈和所述谐振电容并联或者串联；所述变压器的初级线圈与所述谐振线圈并联；所述变压器的次级线圈与所述开关串联。

参照图1，图1中左侧的图中，A、B表示串联谐振环的两个输出端，箭头表示磁场方向，K表示开关，C1表示谐振电容，L1表示谐振线圈，L2表示变压器的初级线圈，L3表示变压器的次级线圈。

图1中右侧的图中，A、B表示并联谐振环的两个输出端，箭头表示磁场方向，K表示开关，C1表示谐振电容，L1表示谐振线圈，L2表示变压器的初级线圈，L3表示变压器的次级线圈。

当开关K开路时，变压器的次级线圈L3不起作用，这时，相当于谐振线圈L1与变压器初级线圈L2并联，并联后的电感量可按下式计算：

1/Lt＝1/L1+1/L2

Lt＝(L1*L2)/(L1+L2)

式中Lt为总电感量，L1为谐振线圈的电感量，L2为变压器的初级线圈的电感量，并联后，Lt小于L1，也小于L2。

当开关K闭合时，变压器的次级线圈L3被短路，形成了一个短路环，变压器的内阻大幅度降低，变压器的初级线圈L2的电感量大幅度减小；根据谐振频率的计算公式：此时整个电路的电感量减少，电路原有的谐振状态被破坏，振幅相应变化，输出电压就不同。

图1中各个元件的工作过程为：

变压器的次级线圈L3串联开关K后，变压器的初级线圈L2就变成了一个可变线圈，初级线圈L2的电感量将随着开关K的开断而不同。当开关K导通时，开关K的内阻为零或者接近于零，这时，变压器的次级线圈被短路，形成一个短路环，变压器的磁芯磁阻将大幅度降低，初级线圈L2的阻抗同步降低，由于初级线圈L2与谐振线圈L1并联，此时整个电路的总电感量下降，原有的谐振状态被破坏，振幅改变，输出电压随着改变。

本实施例提供了一种限幅控制电路，所述电路包括：谐振线圈、谐振电容、开关和变压器；所述谐振线圈和所述谐振电容并联或者串联；所述变压器的初级线圈与所述谐振线圈并联；所述变压器的次级线圈与所述开关并联。当需要提供稳定的电压时，控制所述开关导通，此时所述变压器的次级线圈被短路，所述变压器的初级线圈的电感值下降，整个电路的总电感量下降，进而谐振状态被改变，能够提供稳定的电压或电流，解决了从动谐振环工作不稳定的问题。

可选的，本发明的另一实施例中，所述开关K为压控开关；

其中，所述压控开关的两个开关端与所述变压器的次级线圈串联。

具体的，所述压控开关为IGBT管，所述IGBT管的集电极和发射极为两个开关端；所述压控开关为MOSFET管，所述MOSFET管的漏极和源极为两个开关端；所述压控开关为TRIAC管，所述TRIAC管的主电极T1和主电极T2为两个开关端；所述压控开关为两个IGBT管反向串联，所述两个IGBT管反向串联之后的两个集电极为两个开关端；所述压控开关为两个MOSFET管反向串联，所述两个MOSFET管反向串联之后的两个漏极为两个开关端；所述压控开关为两个TRIAC管反向串联，所述两个TRIAC管反向串联之后的两个主电极T2为两个开关端。

一个IGBT管、MOSFET管或TRIAC管为一个三端压控开关，两个IGBT管反向串联、两个MOSFET管反向串联或两个TRIAC管反向串联为一个四端压控开关。

其中，IGBT管(Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件。MOSFET管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)，金属-氧化物半导体场效应晶体管，是一种可以广泛使用在模拟电路与数字电路的场效晶体管。三端双向交流开关TRIAC管实质上是双向晶闸管,它是在普通晶闸管的基础上发展起来的，它不仅能代替两只反极性并联的晶闸管，而且仅用一个触发电路。

为了能够使本领域的技术人员更加清楚的了解本发明中的压控开关，请参照图2和图3。其中，图2表示的是三端压控开关，图3表示的是四端压控开关。

图2中三端压控开关S1共有1、2、3三个端，其中2端和3端是两个开关端，1端为控制端。IGBT管共有三个极，分别为集电极C、发射极E和门极G。MOSFET管也有三个极，分别为漏极D、栅极G和源极S。TRIAC管的三个极分别为主电极T1、主电极T2和栅极G。

当三端压控开关S1为IGBT管时，脚位对应关系为：1-G、2-C、3-E；当三端压控开关S1为MOSFET管时，脚位对应关系为：1-G、2-D、3-S；当三端压控开关S1为TRIAC管时，脚位对应关系为：1-G、2-T2、3-T1。

图3中四端压控开关S2共有1、2、3、4四个端，其中，2、3为两个开关端，1、4为两个控制端，其中，4端用来接地。所述四端压控开关S2为两个IGBT管反向串联或两个MOSFET管反向串联或两个TRIAC管反向串联。

具体的，当四端压控开关S2为两个IGBT管反向串联时，脚位对应关系为：1-G、2-C、3-C、4-E，当四端压控开关S2为两个MOSFET管反向串联时，脚位对应关系为：1-G、2-D、3-D、4-S，当四端压控开关S2为两个TRIAC管反向串联时，脚位对应关系为：1-G、2-T2、3-T2、4-T1。

需要说明的是，不管是三端压控开关S1，还是四端压控开关S2，控制端1用来控制压控开关的通断。

参照图4和图5，图4和图5介绍了压控开关和谐振线圈L1、谐振电容C1、初级线圈L2、次级线圈L3的连接关系。

图4中左侧的图中，A、B表示串联谐振环的两个输出端，箭头表示磁场方向，S1表示三端压控开关，C1表示谐振电容，L1表示谐振线圈，L2表示变压器的初级线圈，L3表示变压器的次级线圈。初级线圈L2与谐振线圈L1并联，次级线圈L3与三端压控开关S1的两个开关端串联。

图4中右侧的图中，A、B表示并联谐振环的两个输出端，箭头表示磁场方向，S1表示三端压控开关，C1表示谐振电容，L1表示谐振线圈，L2表示变压器的初级线圈，L3表示变压器的次级线圈。初级线圈L2与谐振线圈L1并联，次级线圈L3与三端压控开关S1的两个开关端串联。

图5中左侧的图中，A、B表示串联谐振环的两个输出端，箭头表示磁场方向，S2表示四端压控开关，C1表示谐振电容，L1表示谐振线圈，L2表示变压器的初级线圈，L3表示变压器的次级线圈。初级线圈L2与谐振线圈L1并联，次级线圈L3与四端压控开关S2的两个开关端串联。

图5中右侧的图中，A、B表示并联谐振环的两个输出端，箭头表示磁场方向，S2表示四端压控开关，C1表示谐振电容，L1表示谐振线圈，L2表示变压器的初级线圈，L3表示变压器的次级线圈。初级线圈L2与谐振线圈L1并联，次级线圈L3与四端压控开关S2的两个开关端串联。

由于变压器的隔离作用，只需要将次级线圈L3的一侧设置一个相对“地”，便可以为三端压控开关S1或四端压控开关S2提供参考电平，这个参考电平与谐振环无关，因此，无论是三端压控开关S1或四端压控开关S2,谐振环允许半波整流输出，也允许全波整流输出。

本实施例中，所述压控开关为IGBT管或MOSFET管或TRIAC管，或者所述压控开关为两个IGBT管反向串联或两个MOSFET管反向串联或两个TRIAC管反向串联。选择方式较多，可以根据不同的情况进行选择。

本发明的另一实施例中，提供了一种限幅控制方法，其特征在于，应用于上述限幅控制电路，所述方法包括：

当需要提供稳定的电压时，控制所述开关导通。

具体的，所述控制所述开关导通，具体包括：

采用手动关闭开关的方式、输入高低电平的方式或脉冲宽度调制的方式控制所述开关导通。

当开关不是压控开关时，采用手动关闭开关的方式可以使开关导通。当开关为压控开关时，采用输入高低电平的方式或脉冲宽度调制的方式控制所述开关导通。

需要说明的是，当采用输入高低电平的方式控制所述开关导通，具体原理为：

开关为压控开关时，当控制端输入高电平，两个开关端导通，接通电阻为零或接近于零，此时所述变压器的次级线圈被短路，所述变压器的初级线圈的电感值下降，整个电路的总电感量下降，原有的谐振状态被改变，振幅改变。当控制端为低电平时，两个开关端短路，开路电阻无穷大，恢复原有的谐振状态，振幅改变。

当采用脉冲宽度调制的方式控制所述开关导通，具体原理为：

采用脉冲宽度调制的方式即在开关端输入脉冲宽度调制信号时，可以改变压控开关的通断，当压控开关导通时，接通电阻为零或接近于零，此时所述变压器的次级线圈被短路，所述变压器的初级线圈的电感值下降，整个电路的总电感量下降，原有的谐振状态被改变，振幅改变。当压控开关关断时，开路电阻无穷大，恢复原有的谐振状态，振幅改变。

本实施例中，通过采用手动关闭开关的方式、输入高低电平的方式或脉冲宽度调制的方式控制所述开关导通，此时所述变压器的次级线圈被短路，所述变压器的初级线圈的电感值下降，整个电路的总电感量下降，进而谐振状态被改变，能够提供稳定的电压或电流，解决了从动谐振环工作不稳定的问题。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。