本发明属于电源管理技术领域，具体涉及一种用于消除恒定导通时间(Constant On Time，COT)控制架构的降压型变换器输出直流失调的消除方法。
背景技术：
相比于电压控制模式和峰值电流控制模式，COT控制模式不需要传统意义上的误差放大器，这使得COT控制模式能够在保持精度的基础上提供更快的瞬态响应；COT控制模式所提供的全输入电压范围内的稳频，对于抗电磁干扰特性等等都有很大的意义；同时COT控制模式在轻载下的效率的提升符合现阶段电子产品的发展趋势。COT控制架构在电源管理芯片当中备受青睐。
COT在为电源管理产品带来优势的同时，自身也存在一些缺陷，COT控制变换器采用谷值触发方式开始每一个新周期，这将在输出电压上引入额外的直流失调量。如图1所示为传统COT控制在输出电压中产生失调的关键波形，可以得到在谷值触发模式下，每个新周期在反馈电压VFB低于参考电压VREF时开始，基于该模式，可以得到反馈电压的平均值与基准电压VREF之间存在失调电压VOS，根据降压型变换器的基本理论可以得出失调电压量VOS如下：
失调电压VOS与导通时间Ton、输入电压Vin、输出电压VO以及电感电流采样电阻RSEN相关，在低占空比应用下对失调电压VOS的影响尤为明显。通常基于纹波控制的COT技术在噪声裕度以及输出上引入的直流失调量之间存在设计的折衷选择，高的抗噪能力要求补偿纹波具有足够的幅值，这将带来更大的输出直流失调，在高精度的应用中直流失调的缺陷显得非常突出。
技术实现要素：
本发明的目的是解决现有的COT控制架构存在的上述问题，提出了COT纹波补偿电路中的直流失调消除方法，本发明提出的直流失调消除电路是在半周期采样的纹波补偿基础上形成，不需要加入额外的失调消除电路。
本发明的技术方案是：COT纹波补偿电路中的直流失调消除方法，包括:
采样脉冲S/H产生过程和失调量消除过程；
其特征在于，所述采样脉冲S/H产生过程包括以下步骤：
步骤一：采集COT纹波补偿电路中系统环路比较器的输出信号LoopCom_OUT和系统恒定导通时间模块的输出信号TonComp_OUT；
步骤二：将系统环路比较器的输出信号LoopCom_OUT输入到SR触发器中的置位端S，将系统恒定导通时间模块的输出信号TonComp_OUT输入到SR触发器中的清零端R进行信号处理；
步骤三：对SR触发器同相输出端Q输出的信号不做处理，对SR触发器反相输出端NQ输出的信号作延时处理；
步骤四：将SR触发器同相输出端Q输出的信号和步骤3对SR触发器反相输出端NQ输出的信号延时处理后的信号输入到与门进行与操作得到采样保持脉冲S/H；
所述失调量消除过程包括以下步骤:
步骤五：在纹波直流量提取电路中提取直流信息；
所述纹波直流量提取电路包括第一传输门TG1、第二传输门TG2、第二反相器INV2、第一电阻R1、第二电阻R2、第一电容C1和第二电容C2；第一传输门TG1的输出端通过第一电阻R1与第一电容C1的串联结构后接地，第二传输门TG2的输出端通过第二电阻R2和第二电容C2的串联结构后接地；
采样保持脉冲S/H作为纹波直流量提取电路的第一传输门TG1和第二传输门TG2的控制信号，控制第一传输门TG1和第二传输门TG2的高有效端，同时经过第二反相器INV2控制第一传输门TG1和第二传输门TG2的低有效端；
第一传输门TG1的输入端接电感电流预放大电路的第一差分放大输出端V1，第二传输门TG2的输入端接电感电流预放大电路的第二差分放大输出端V2；第一传输门TG1的输出端V3和第二传输门TG2的输出端V4作为采样保持的输出信号；通过计算V3-V4＝K·VDC＝K·IS/HRds_on得到提取的纹波直流分量为：
其中ΔIL为电感电流的峰峰值，IO为电感电流的平均值；
步骤六：通过计算V1-V2＝-K·VISENSE＝K·ILRds_on得到预放大的纹波信息为：ILRds_on；
预放大的纹波信息减去纹波直流分量后叠加在反馈电压VFB上，各个信号量满足以下关系：
等价于在基准电压VREF上引入了值为的直流失调量，该失调值与COT控制架构自身的直流失调量具有相同的大小和相反的符号，最后的反馈电压VFB精确地箝位在基准电压VREF上，即输出电压的直流失调量被完全消除。
本发明增益效果：本发明的输出直流失调消除电路基于半周期采样纹波补偿电路，通过在直流量提取电路中加入直流失调消除电路实现变换器的输出失调消除；不需要加入额外的失调消除电路。
附图说明
图1是传统COT控制模式降压型变换器输出直流失调波形示意图。
图2是本发明提出的COT纹波补偿电路中的直流失调消除方法流程图。
图3是本发明提出的COT纹波补偿电路中的直流失调消除方法的框架图。
图4是本发明中提出的COT纹波补偿电路中的直流失调消除方法中的直流量提取电路实现图。
图5是本发明提出的COT纹波补偿电路中的直流失调消除方法中的采样保持脉冲实现图。
图6是本发明提出的COT纹波补偿电路中的直流失调消除方法中的直流失调消除关键波形示意图。
图7是集成有本发明提出的COT纹波补偿电路中的直流失调消除方法的降压型变换器直流失调消除效果图。
具体实施方式
下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步的阐述。
如图2是本发明提出的COT纹波补偿电路中的直流失调消除方法流程图，包括采样脉冲S/H产生过程和失调量消除过程。
本发明提出的COT纹波补偿电路中的直流失调消除方法实现图如图3框图所示，半周期采样之后的电感电流纹波信息经过预放大器进行K倍全差分放大之后，送至直流量提取电路中进行直流量提取，本发明的核心在于直流量提取脉冲的产生以及配合纹波叠加电路将提取量减去。
纹波直流量提取电路即采样保持电路如图4所示包括，第一传输门TG1、第二传输门TG2、第一电阻R1、第二电阻R2、第一反相器INV2、第一电容C1和第二电容C2；第一传输门TG1的输入端接电感电流预放大电路的第一差分放大输出端V1，第二传输门TG2的输入端接电感电流预放大电路的第二差分放大输出端V2；第一传输门TG1的输出端通过第一电阻R1与第一电容C1的串联结构后接地，第二传输门TG2的输出端通过第二电阻R2和第二电容C2的串联结构后接地；采样保持脉冲S/H作为纹波直流量提取电路的第一传输门TG1和第二传输门TG2的控制信号，控制第一传输门TG1的高有效端和第二传输门TG2的低有效端，同时经过纹波直流量提取电路中的第一反相器INV1控制第一传输门TG1的低有效端和第二传输门TG2的高有效端；纹波直流量提取电路即采样保持电路的第一传输门TG1的输出端V3和第二传输门TG2的输出端V4作为采样保持的输出信号。
采样保持脉冲时间非常短，可近似认为采样保持之后的值为输入信号的直流量，采样保持信号在每个周期结束时更新一次，与本次纹波信息作运算的为上一周期的采样保持量，在稳态的工作中，具有相同的值。
采样保持脉冲的产生是本发明的关键所在，具体线路的一种实现方法如图5所示，所述采样保持脉冲产生电路包括SR触发器SR1、延时单元Delay、第一反相器INV1和与门AND1；SR触发器SR1的置位端S接环路比较器的输出LoopComp_OUT，SR触发器SR1的清零端R接恒定导通时间模块的输出TonComp_OUT；SR触发器SR1的同相输出端Q接与门AND1的一路输入端，SR触发器SR1的反相输出端NQ经过延时单元Delay后一边接与门AND1的另一路输入端，与门AND1的运算输出信号即采样保持脉冲S/H，另一边通过第一反相器INV1后作为功率管的主开关信号Switch输入到驱动模块实现对上功率管和下功率管的控制。
图6示意了在本发明中相关关键信号的产生以及直流失调消除的基本原理，以下根据图6详细描述，采样保持脉冲在每个新周期开始之前，通过
V1-V2＝-K·VISENSE＝K·ILRds_on
V3-V4＝K·VDC＝K·IS/HRds_on
可以得到提取的纹波直流分量为：
结合图3给出的系统纹波叠加原理图，预放大的纹波信息在纹波叠加部分将会在减去采样保持之后的直流量信息之后叠加在反馈电压VFB上，并对其实现补偿，则有每个新周期的触发点，各个信号量满足以下关系：
以上公式中的ΔIL为电感电流的峰峰值，IO为电感电流的平均值，则等价于在基准电压VREF上引入了值为的直流失调量，该失调值与COT控制架构自身的直流失调量具有相同的大小，和相反的符号，综上所述最后的反馈电压将被精确地箝位在基准电压VREF上，即输出电压的直流失调量被完全消除。
图7是集成有本发明的半周期采样补偿方式的COT控制变换器的相关输出波形，从图中可以看出反馈电压的平均值与基准电压完全一致，直流失调量被完全消除。
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。