一种LCL型并网逆变器重复双闭环控制方法与流程

本发明涉及一种并网逆变器的控制方法，特别是一种LCL型并网逆变器的重复控制方法。

背景技术：

随着新能源的不断开发，并网逆变器作为分布式发电系统并网的接口装置得到了广泛研究。

常用的并网逆变器的控制方法有滞环控制、比例积分（PI）控制、比例谐振（PR）控制、误差拍控制和滑模控制等。这些方法各有优缺点，不能同时具有稳态精度高、动态响应快、鲁棒性强的优点。基于内模原理的重复控制方法具有极高的增益，能够对交流信号进行无静差跟踪，因此广泛应用于逆变器、有源电力滤波以及无功补偿器等中。然而，由于重复控制方法固有的一基波周期延迟导致控制系统的动态响应速度较慢。如发明专利《用于有源电力滤波器的自适应重复控制方法》（公开号：201210389971.0）公开了一种用于有源电力滤波器的自适应重复控制方法，该方法能够解决电网频率扰动造成的问题，但当系统给定发生变化时，由于重复控制的一周期滞后系统相当于开环系统，动态响应速度较慢。为解决系统动态响应速度慢的问题，大多数公开文献采用PI与重复控制并联的混合控制方法，但是针对LCL型并网逆变器的三阶特性，并联结构的PI与重复控制很难达到良好的控制效果，并且两个控制器之间还存在耦合问题。如发明专利《一种基于插入式快速重复控制器的复合控制方法及系统》（公开号：201510549172.9）公开了一种基于插入式快速重复控制器的复合控制方法及系统，该方法虽然提高了系统的动态性能，但由于LCL型并网逆变器存在严重的相位滞后，该方法无法达到良好的校正效果。

技术实现要素：

为了改进上述现有控制方法的不足，本发明提供一种具有更好的无静差稳态控制精度、更快速动态响应、更强鲁棒性能和低成本的LCL型并网逆变器重复双闭环控制方法。

所述改进上述现有控制方法的不足所采取的技术方案如下。

一种LCL型并网逆变器重复双闭环控制方法，其特征在于：所述重复双闭环控制方法是基于内控制环和外控制环，外控制环是由重复控制环节和给定前馈环节组成，内控制环是由PI控制环节和电网电压前馈环节组成，包括数字控制的延迟环节G_d(s)和PWM生成的延时环节G_pwm(s)；重复控制包括重复内模、超前环节和补偿器； 所述重复双闭环控制方法如下：

将给定并网电流i_ref(z)与实际并网电流i_g(z)的差值作为重复控制器的输入；

将重复控制器的输出与给定并网电流之和作为内环的给定；

将内环的给定与实际并网电流的差值作为内环PI控制器的输入；

将电网电压v_g(z)经过前馈传递函数G_fd(z)后的输出作为电网电压前馈环节的输出；

将内环PI控制器输出和电网电压前馈环节的输出相加后作为逆变环节中逆变桥开关管开通关断的控制信号。

将给定并网电流i_ref(z)与实际并网电流i_g(z)的差值作为重复控制器的输入；

将重复控制器的输出与给定并网电流之和作为内环的给定；

将内环的给定与实际并网电流的差值作为内环PI控制器的输入；

将电网电压v_g(z)经过前馈传递函数G_fd(z)后的输出作为电网电压前馈环节的输出；

将内环PI控制器输出和电网电压前馈环节的输出相加后作为逆变环节中逆变桥开关管开通关断的控制信号。

进一步地，内环系统的开环传递函数

其中，L₁为逆变侧电感，L₂为网侧电感，C为滤波电容，R_c为电容的寄生电阻，v_dc为直流母线电压，K_p与K_i为PI控制的比例与积分系数。

进一步地，数字控制的延迟环节，其中T_s为采样周期；

PWM生成的延时环节。

进一步地，所述重复控制器的传递函数，其中，z为变换算子，N为载波比，z^-N为周期延迟环节，Q(z)z^-N为正反馈的系数，Q(z)为小于1的正数，S(z)为补偿器。

进一步地，所述补偿器传递函数S(z)=z^kF(z)F₂(z)S(z)，其中z^k为相位超前环节，k为超前拍数；F(z)为谐振峰谐波器；F₂(z)为二阶低通滤波器。

进一步地，所述电网电压前馈传递函数，其中，G₁(z)为控制信号到并网电流的传递函数，G₂(z)为电网电压到并网电流的传递函数。

进一步地，所述重复双闭环的传递函数。

与现有技术相比，本发明上述改进的技术方案具有如下优点和技术效果。

本方法中，串联结构的PI与重复控制的混合控制方法能够实现两个控制之间的解耦，进一步提高了系统稳定性。

本方法中，通过设计内环结构增大系统阻尼，不仅提高了系统稳定性，而且简化了重复控制器的设计过程。

本方法中，所提供的重复双闭环控制方法弥补了单重复控制方法的缺陷，极大地提高了系统动态性能。

本方法中，通过将电网电压前馈到系统控制中，进一步增强了系统鲁棒性。

本方法中，使用一个网侧电流传感器实现了双环控制，节约了成本，易于工程实现。

附图说明

图1是本方法的控制框图。

图2是本方法的的系统图。

图3是本方法的重复双闭环控制器特性图，其中，a、a＇—经补偿环节补偿后内环特性；b、b＇—重复控制外环开环传递函数特性；c、c＇—重复双闭环控制器特性。

图4是本方法的稳态实验波形。

图5是本方法的动态实验波形。

图6是本方法的抗电网谐波扰动能力实验波形。

图7是本方法的抗电网阻抗的扰动能力实验波形。

具体实施方式

附图1为本发明所提出的LCL型并网逆变器重复双闭环控制方法。下面以一台单相LCL型并网逆变器为平台来设计和验证该算法的有效性。系统参数：L₁=2mH，L₂=0.7mH，C=10µF，R_c=0.05Ω，v_dc=400V，v_g=220V，f_s=9kHz，P=3.3kW。

附图2为系统图，图中，v_dc为直流电源，S₁、S₂、S₃、S₄为单相逆变器的四个IGBT开关管，L₁、L₂、C为LCL滤波器的逆变器侧电感、网侧电感以及滤波电容，v_g为电网电压，i_dc为直流电源输入电流，i₁为逆变器侧电流，i₂为网侧电流。通过开关管的开关，将直流电逆变为交流电，再经LCL滤波为正弦交流电。图中，PLL块为锁相环，为控制算法提供电网电压的频率和相位，重复控制块为重复控制器部分，包含重复控制内模、补偿器两部分，PI为内环比例积分控制器，G_fd为电网电压前馈传递函数，PWM调制块将调制信号转换为开关管的触发信号。本系统控制方法为本发明提出的重复双闭环控制方法，将给定入网电流信号与反馈信号作差，再经过重复控制外环、PI控制内环以及给定和电网电压前馈环节，得出系统的调制波信号，调制波经过SPWM调制之后得到开关信号。

根据系统的主电路拓扑可得出d、v_g与i₂的关系

控制对象传递函数G₁(s)存在严重的幅值衰减和相位滞后，并且在谐振点处，其相位发生了180°跳变，将严重影响系统稳定性，故必须对LCL滤波器的三阶系统进行校正。

考虑数字控制和PWM生成的延迟环节，在离散域中采用PI控制器对LCL滤波器进行校正，本发明选取的PI参数为K_p=0.025，K_i=10。校正后，系统在中低频段基本上达到了零增益零相移，在较高频率处相位滞后较大，此时采用重复控制的相位超前环节进行校正。

本发明采用的重复控制器包括重复控制内模、周期延迟环节以及补偿环节三部分。重复控制内模具有极高的增益能够增加控制系统的稳态追踪精度，周期延迟环节为系统相位补偿提供条件，补偿器包括超前环节、陷波器、二阶低通滤波器，能够对系统谐振峰和高频增益进行衰减，对系统相位进行校正。

重复内模，系统采样率为9kHz，所以N为180。Q(z)越大，控制增益越大，系统稳态精度越高，但稳定性越差。Q(z)越小，控制增益越小，控制精度较差，但稳定性较强。兼具稳定与增益，Q(z)取0.95。

针对系统1.9kHz处的谐振峰，根据陷波器的设计准则，计算出。

本发明选用的滤波器转折频率设定为2500Hz，阻尼比ξ为0.707，则二阶低通滤波器的传递函数。

本发明采用4拍超前环节对上述补偿后的系统进行相位补偿。

根据内环控制系统框图的变换，导出，对其进行赋值后，。

经过上述设计后，本发明的双闭环系统的频率特性如图3所示。系统在基波及中低谐波频率处开环增益高达26dB，并且其闭环特性基本上达到了零增益零相移。在高频段系统增益很低，具有很强的衰减能力。所以，经过内外环校正，系统能很好跟踪系统给定，抑制电网阻抗扰动。

实验从稳态性能、动态性能、抗电网谐波和阻抗能力四个方面验证了所提控制方法的有效性，实验波形如图4、5、6、7所示。

附图4为本方法的稳态实验波形，其验证了该方法使系统有较高的稳态控制精度。在电网电压THD为5.6%，网侧电感为0.7mH条件下，进行了该实验。从图4可看出，入网电流正弦度很好，THD仅为0.9%，并且稳态精度较高，给定为15A，输出为15.01A。

附图5为本方法的动态实验波形，其验证了该方法使系统有快速的动态响应性能。当给定由10A突变到15A时，系统能够在四分之一个周期之内跟踪给定的变化。

附图6为本方法的抗电网谐波扰动能力实验波形，其验证了该方法使系统具有较强的抗电网谐波扰动能力。在电网电压THD为10%，网侧电感为0.7mH条件下，进行了该实验。从图6可看出，当电网中出现大量谐波（THD为10%）时，入网电流的THD仅从0.9%变为1.0%。

附图7为本方法的抗电网阻抗的扰动能力实验波形，其验证了该方法使系统具有较强的抗电网阻抗的扰动能力。在电网电压THD为5.6%，网侧电感为0.9mH条件下，进行了该实验。从图7可看出，当网侧电感从0.7mH变化到0.9mH时，入网电流的THD仅从0.9%变为1.3%。