用于提高准方波功率转换器效率的系统和方法与流程

本申请案涉及一种用于提高准方波功率转换器效率的系统和方法。

背景技术：

功率转换器(例如墙式插头转换器)用于许多应用，例如给移动电话、便携式计算机、其他便携式计算装置(例如平板电脑)及其类似者充电。供此类功率转换器用的电源得益于增大的功率密度，以便减小大小(例如)来与计算装置自身越来越小巧的趋向保持同步。

准方波是指在重负载情况下非常有效的功率转换器拓扑结构。然而，在轻负载情况下——例如，在10W下操作30W转换器——准方波转换器不如其它转换器拓扑结构有效。此外，各种认证标准(例如能源之星(Energy Star))可能对功率转换器在全载及减小的负载两种情况下均强加某些效率要求以便授予认证。

技术实现要素：

在本发明的一个实施例中，揭示一种功率转换器。所述功率转换器包含：功率级，所述功率级包含开关模式电源的开关节点，所述开关节点利用经配置以激励电感电路的功率场效应晶体管(FET)而耦合至输入电压节点且利用与所述电感电路并联的同步整流器而耦合至接地节点；以及控制器，所述控制器耦合至所述功率级且用于以互补方式控制所述功率FET与同步整流器的切换，其中所述控制器经配置以在第一切换循环期间：接通所述功率FET；随后接通所述同步整流器，并且响应于通过所述电感电路的电流大致为零而切断所述同步整流器；且随后在进入第二切换循环之前再次接通所述同步整流器来产生通过所述电感电路的负电流。

在本发明的一个实施例中，揭示一种用于功率级的控制器。所述用于功率级的控制器包含：用于经配置以激励电感电路的功率场效应晶体管(FET)的控制电路，所述控制电路经配置以使所述控制器在第一切换循环中接通所述功率级的所述功率FET；用于所述功率级的同步整流器的控制电路，所述控制电路经配置以在所述第一切换循环中：随后接通所述功率级的所述同步整流器，从而使通过所述功率级的所述电感电路的电流减小，并且响应于通过所述电感电路的所述电流大致为零而切断所述同步整流器；且随后在进入第二切换循环之前再次接通所述同步整流器来产生通过所述电感电路的负电流。

在本发明的另一实施例中，揭示一种用于控制功率级的方法。所述方法包含：开关模式电源的开关节点利用经配置以激励电感电路的功率场效应晶体管(FET)而耦合至输入电压节点且利用与所述电感电路并联的同步整流器而耦合至接地节点，所述方法包含：在第一切换循环期间接通所述功率FET；随后接通所述同步整流器，并且响应于通过所述电感电路的电流大致为零而切断所述同步整流器；且随后在进入第二切换循环之前再次接通所述同步整流器来产生通过所述电感电路的负电流。

附图说明

为了详细描述各种实例，现在参考随附图式，其中：

图1展示根据本发明的各种实例供使用的示例性准方波功率转换器拓扑结构。

图2a展示通过电感电路的开关节点电压及电流的随时间而变的波形；

图2b展示针对在重负载及轻负载情况下的功率转换器操作的示例性波形；

图3展示根据本发明的各种实例的表示随时间而变的且依据一种控制方案的通过电感电路的栅极驱动控制信号、开关节点电压及电流的波形；

图4展示根据本发明的各种实例的一种功率转换器，所述功率转换器包括用于功率级的实施控制方案的控制器；

图5展示根据本发明的各种实例供使用的替代示例性准方波功率转换器拓扑结构；以及

图6展示根据本发明的各种实例的方法的流程图。

具体实施方式

在整个以下描述及权利要求中使用某些术语来指代特定系统组件。如所属领域的技术人员将了解，不同公司可利用不同名称来指代一个组件。本文并不意欲对名称不同而非功能不同的组件进行区分。在以下讨论中并且在权利要求书中，术语“包括”和“包含”以开放式方式使用，并且因此应解释为意指“包括(但不限于)……”。同样，术语“耦合”意欲表示间接或直接的有线或无线连接。因此，如果第一装置耦合到第二装置，那么所述连接可能是通过直接连接，或通过经过其它装置和连接的间接连接。

本发明的实例针对控制准方波转换器拓扑结构以使转换器效率即便在轻负载情况下也得以提高，这样产生在各方面较高效并且较适合用于优先考虑功率密度的应用的准方波转换器。此外，此等实例产生较可能符合各种效率认证标准的功率转换器，提供对潜在客户较具吸引力的功率转换器。

一种准方波拓扑结构是降压转换器，它利用如图1中所展示的功率级100。降压转换器100包括高侧切换装置102(可能较泛称为功率场效应晶体管(FET))及低侧切换装置104(可能较泛称为同步整流器)。功率FET 102将开关节点106耦合至输入或电源电压节点108，而同步整流器104则将开关节点106耦合至接地节点110。降压转换器100还包括电感电路112，所述电感电路包括串联的电感器114和电容器116。电感电路112还将开关节点106耦合至接地节点110，且因此与同步整流器104并联。在标记为118的电压输出处采集转换器100的输出电压。

功率FET 102和同步整流器104按互补方式切换；也就是说，一个装置导电时，另一个不导电，且反之亦然。当然，归因于设计公差等等，可能在装置102、104中的一者导电或不导电之间存在轻微交叠或间隔。在正常操作中，开关节点106(亦标记为Vsw)在功率FET 102导电时被拉至电源电压108，且在同步整流器104导电时被拉至接地110。电感电路112充当低通滤波器，它在存在开关节点106的高频切换的情况下将输出电压118滤波为直流电压。可定制电感电路112的切换频率和大小设计以针对特定应用而在输出118处供应合适电压。

归因于功率FET 102与同步整流器104的寄生电容，开关节点106存在至电源电压节点108和至接地110两者的电容。因此，每当功率FET 102或同步整流器104切换时，发生额外损失。然而，在准方波转换器拓扑结构中，储存于电容器中原本会损失的能量凭藉通过切换装置102、104的智能操作来与电感器谐振而得以恢复。具体来说，且如下文相对于图2a将进一步详细解释的，可采用软切换以使得电感器114辅助对开关节点106所见的电容充电或放电，从而减轻寄生电容对转换器100的效率的影响。

图2a展示通过电感电路112的开关节点106电压202与电流204相比的随时间而变的波形。在此实例中，开关节点106处的电压202在0V至约380V的范围内变化；通过电感器114的电流204经过大致为4.6A的峰-峰纹波值。当功率FET 102在时间206处接通时，开关节点106电压202斜升至电源电压108，这继而产生跨越电感器114的正向电压(即，电源电压108减去输出电压118)，且因此电感器电流204相应地斜升。在时间208处，当功率FET 102断开且同步整流器104接通时，开关节点106电压202被拉至接地110，这继而产生跨越电感器114的负电压(即，接地110减去输出电压118)，从而导致电感器电流204斜降。

功率FET 102和同步整流器104的切换频率以及电感电路112的大小设计以一种方式设计，所述方式使得当电感器电流204斜降时，允许电流204如210所展示变为负的。通过电感器114的负电流具有以谐振方式将开关节点106拉至输入电压以及对同步整流器104的寄生电容充电且以谐振方式将功率FET 102的寄生电容放电至输入的作用，这产生对于转换器100而言极高的效率，这是因为开关节点106无须在被拉至输入电压108后即刻对寄生电容充电。

然而，如图2b中所展示，转换器100的效率在轻负载情况下降低。图2b展示针对图1中所展示的降压转换器100在重负载250情况下和轻负载260情况下的示例性波形250、260。重负载实例250类似于图2a中展示的波形，且因此为简洁起见，此处不重复所述解释。然而，重负载实例250的确进一步添加了栅极驱动信号252、254，所述信号分别对应于接通功率FET 102和同步整流器104。如上文所解释，所述电流被略微负牵引以充电，且因此减轻功率FET 102和同步整流器104的寄生电容的影响。转换器100的输出电流是平均电流256，也称为Iavg。在重负载实例250中，平均电流256相对于峰-峰电流纹波较高。举例来说，平均电流与峰-峰电流纹波值的比率可能近似大致0.25。

然而，在轻负载实例260中，增大了功率FET 102和同步整流器104的切换频率(如由栅极驱动信号252、254所展示)以便降低通过电感器114的平均电流258。然而，峰-峰电流纹波与在平均电流258的降低相比仍相对较高。举例来说，在常规系统中，平均电流与峰-峰电流纹波值的比率可能近似大致0.05或甚至更低。由于峰-峰纹波并非相对于平均电流258中所经历的降低而按比例降低，因此导致效率上的降低。此外，因为切换频率在轻负载情况下增大，所以栅极驱动损失增大。也就是说，每当功率FET 102或同步整流器104接通时，栅极端子电压增大超出其阈值电压。此过程需要一定量的能量，且因此当切换频率增大时，需要更频繁地耗散栅极驱动能量且因此与驱动栅极相关联的功率增大。栅极驱动损失的增大导致效率方面的额外降低，所述降低大致等于输出功率减去任何栅极驱动损失除以输入功率。针对轻负载效率的传统改进策略(例如突发模式和谷/峰切换)遭受增大的损失，这些损失归因于切换装置的寄生电容及/或需要大量滤波器来处理在轻负载情况下由低频切换所导致的电磁干扰(EMI)问题。

图3展示根据本发明的各种实例的由一种控制方案的实施所产生的示例性波形300，所述控制方案用于尤其在轻负载的情况下产生经提高的效率的准方波功率转换器(例如，降压转换器100)。具体来说，在第一切换循环的开始处(标示为301)，提供栅极驱动信号302来接通功率FET 102。随后，提供栅极驱动信号304来以互补方式接通同步整流器104(即，功率FET 102已断开)。然而，不同于以上解释的方法(其中允许电感器电流308变为负)，本发明的实例在电感器电流308大致为零时(如310处所展示)断开同步整流器104，这样由于电感器114与切换装置102、104的电容谐振而导致开关节点电压306振荡。

在多个振荡之后(取决于置放于功率转换器100上的负载而定)且在下一个切换循环中接通功率FET 102之前(即，仍在同一切换循环中)，再次短暂接通同步整流器104以引入通过电感器114的负电流308。振荡的具体数目取决于负载，且如下文将进一步详细解释，可由使用(例如)查找表的控制器来确定。可接通同步整流器104以在开关节点106电压306近零时引入负电感器114电流308。

对通过电感器114的负电流的引入导致开关节点106在零电压的情况下软切换；也就是说，开关节点电压306在下一个切换循环中接通功率FET 102之前谐振上升，从而在不受与功率FET 102和同步整流器104相关联的寄生电容的影响的情况下准许软切换。所述下一个或第二个切换循环以类似于刚刚所描述的切换循环的方式继续。因此，切换频率降低，但仍高得足以(例如，高于相对应的突发模式技术)不影响EMI滤波器大小。同时，零电压切换经保留来将因功率FET 102和同步整流器104的寄生电容所致的损失最小化。因此，准方波转换器在轻负载情况下的效率得以提高，同时零电压切换得以保留。

图4展示根据各种实施例的一种功率转换器，包括控制器400和功率级410，其中上文相对于图1解释了此特定实例中的降压转换器功率级。所属领域的技术人员将了解，其它此类功率级(例如反激式转换器级)可连同本发明的实例加以利用而得到类似益处。控制器400包括功率FET控制电路402和同步整流器控制电路404。应理解，为便于解释而将这些电路402、404展示为独立的实体；然而，电路402、404可按更紧密耦合的方式实施或甚至在一起，且可共享各种功能块、输入、输出等等。

控制器400耦合至功率级410以按照如上文所描述的互补方式控制功率FET 102和同步整流器104的切换。控制器400通过功率FET控制电路402在第一切换循环开始处提供栅极驱动信号302来接通功率FET 102。功率FET控制电路402还根据功率转换器的输出负载来控制功率FET 102接通多久的持续时间。随后，控制器400通过同步整流器控制电路404提供栅极驱动信号304来以互补方式接通同步整流器104(即，栅极驱动信号302已断开功率FET 102)。

如上文所解释，在接通同步整流器104后，通过电感器114的电流即刻响应于穿过电感器114的负电压(即，接地110减去输出电压118)而斜降。响应于通过电感器114的电流达到大致零，同步整流器控制电路404断开同步整流器104而非允许电流变为负，通常需要这样来保证开关节点106的软切换。这样导致开关节点106电压因电感器114与切换装置102、104的电容谐振而振荡，如上文所解释。

控制器通过同步整流器控制电路404监测开关节点106在振荡状态中的多个振荡。在已达到某一数目的振荡之后(即，根据功率转换器的输出负载提供适当切换频率)，同步整流器控制电路404即刻在进入下一个切换循环之前再次提供栅极驱动信号304来接通同步整流器104。也就是说，在下一个切换循环中接通功率FET 102之前，在同一切换循环期间第二次接通同步整流器104，这样引入通过电感器114的负电流。

应了解，切换频率取决于电感器114的大小设计。在一个实例中，利用15.5μH电感器，其在全载(大致0.55A)时产生大致900KHz的切换频率。在轻负载情境(例如，大致0.055A)中，常规的准方波转换器可能产生大致1.9MHz的切换频率。然而，通过利用本发明的实例，实现大致380KHz的切换频率，从而使效率提高。

同步整流器控制电路404经配置以在开关节点106的电压接近或为0V时接通同步整流器104。因此，对通过电感器114的负电流的引入使开关节点106在零电压的情况下软切换；也就是说，开关节点106电压在下一个切换循环中接通功率FET 102之前谐振上升，从而在不受与功率FET 102和同步整流器104相关联的寄生电容影响的情况下准许软切换。

控制器400通过控制电路402、404在下一个或第二个切换循环及随后的切换循环期间以类似方式继续。因此，切换频率降低，但仍高得足以(例如，高于相对应的突发模式技术)不影响EMI滤波器大小。同时，零电压切换经保留来将因功率FET 102和同步整流器104的寄生电容所致的损失最小化。因此，准方波转换器在轻负载情况下的效率得以提高，同时零电压切换得以保留。

图5展示根据本发明的实例可利用的另一示例性功率转换器拓扑结构500。转换器拓扑结构500是一种反激式转换器，且其意欲说明本文描述的控制方案和系统对除图1中所描述的降压转换器100之外的转换器拓扑结构的适用性。具体来说，反激式转换器500中存在相对应的功率FET 502和同步整流器504。首先接通功率FET 502，这样导致变压器506被磁化，类似于降压电感器114如何在接通功率FET 102时被磁化。随后，接通同步整流器504并且如上文所解释的断开一时期。当然，在进入第二切换循环之前，再次接通同步整流器504来引入负电流以允许功率FET 502在初级侧上的漏极上的电容的软切换，如上文所描述。

图6展示根据本发明的各种实例的方法600的流程图。方法600在框602中开始于在第一切换循环期间接通功率级的功率FET 102。方法600还可根据功率转换器的输出负载控制功率FET接通多久的持续时间。方法600在框604中以随后以互补方式接通功率级的同步整流器104而继续。如上文所解释，在接通同步整流器104后，通过电感器114的电流即刻响应于穿过电感器114的负电压(即，接地110减去输出电压118)而斜降。响应于通过功率级的电感电路的电流达到大致零，方法600还包括在框606中切断同步整流器104。这样导致开关节点106电压因电感器114与切换装置102、104的电容谐振而振荡，如上文所解释。

方法600在框608中继续在同一切换循环中再次接通同步整流器104来产生通过所述电感电路的负电流。可监测开关节点106在振荡状态中的振荡数目，且在框608中再次接通同步整流器104的时间安排可基于达到某一数目的振荡(即，根据功率转换器的输出负载提供适当切换频率)。如上文所解释，这是在进入下一个或第二个切换循环之前，且通过电感电路的负电流导致开关节点106在零电压的情况下软交换；也就是说，开关节点106在下一个切换循环中接通功率FET 102之前谐振上升，从而在不受与功率FET102和同步整流器104相关联的寄生电容的影响的情况下准许软切换。

方法600可通过如上文所描述的随后切换循环继续。因此，功率转换器的切换频率降低，但仍高得足以(例如，高于相对应的突发模式技术)不影响EMI滤波器大小。同时，零电压切换经保留来将因功率FET 102和同步整流器104的寄生电容所致的损失最小化。因此，控制准方波转换器的方法600产生在轻负载情况下经提高的效率，同时保留零电压切换。

以上论述意在说明本发明的原理和各实施例。对于所属领域的技术人员，在完全了解以上揭示内容之后，许多变化和修改将即刻变得显而易见。以下权利要求意欲解释为包涵所有此类变化和修改。