一种单相降升压式AC‑DC转换器及其控制方法与流程

本发明涉及转换器，尤其涉及一种单相降升压AC-DC式转换器及其控制方法。

背景技术：

升压式交流至直流转换器是最常用来做切换式电源的前级电路（如图1所示），用以提供调整输入功率因数(PFC)的功能，使电路具备高功率因数及输入电流低失真度。然而升压式交流至直流转换器启动时输入电压会直接对输出端的大电容充电，造成较大的涌浪电流(Inrush current)，其次输出电压必须高于输入电压的峰值，而对于需要适应全球通用输入电压(universal AC voltage)的应用要求，在低输入电压下，电路升压比高，效率较差。为克服此问题业内采用如图2所示的降升压式转换器，此电路在启动时输入电压不会直接对输出电容充电，无涌浪电流问题，其次电路可以升降压，适合全球通用输入电压的应用要求；然而此电路与传统升压式电路相比具备较多组件，普遍认为其效率较差，其次电感亦非位于输入侧，难以直接控制此电流达到使输入电流为正弦波及低失真之目的。

技术实现要素：

本发明是要解决现有技术中涌浪电流较大、效率较差、组件较多等缺陷，提出一种单相降升压式AC-DC转换器及其控制方法。

为解决上述技术问题，本发明提出的技术方案是设计一种单相降升压式AC-DC转换器，包括依次连接的二极管整流器和降升压式转换器主电路，降升压式转换器主电路中包括连接二极管整流器输出正极的降压模块开关和连接二极管整流器输出负极的升压模式开关，其还包括：输入电压感测电路，连接在二极管整流器的输出端，用以感测输入电压信号；输入电流感测电路，连接在二极管整流器的输出回路中，并通过低通滤波器后感测输入电流信号；输出电压感测电路，连接本转换器的输出端，用以感测输出电压；总控制器，根据感测的输入电压信号、输入电流信号和输出电压信号确定转换器工作于降压模式、或升压模式、或降升压模式，分别控制第一和第二脉冲宽度调制电路；第一脉冲宽度调制电路，在总控制器的控制下发出PWM切换信号，使所述降压模块开关仅在降压及降升压模式下切换、在升压模式下完全导通；第二脉冲宽度调制电路，在总控制器的控制下发出PWM切换信号，使所述升压模式开关仅在升压及降升压模式下切换、在降压模式下完全截止；在降升压模式下，降压模块开关和升压模式开关不会同时导通截止。上述总控制器将输出电压感测电路感测到的输出电压与预设电压命令做比较，两者的误差值经由电压控制器调整后得到误差调整信号，该误差调整信号再与所述输入电压信号相乘再除以乘了调整系数的输入电压信号的平方值，得到输入电流控制命令，输入电流控制命令减去所述输入电流信号后经电流误差放大器调整后得到PWM控制电压信号，该PWM控制电压信号同时输送给第一和第二脉冲宽度调制电路的同相输入端。上述第一脉冲宽度调制电路的反相输入端接一固定锯齿波，所述第二脉冲宽度调制电路的反相输入端接一直流量可偏移锯齿波，该直流量可偏移锯齿波为固定锯齿波与一直流偏移量的和，所述直流偏移量包含预设的固定值偏移量和浮动值偏移量，所述浮动值偏移量由所述误差调整信号乘上一增益K所获得。

本发明还设计了一种单相降升压式AC-DC转换器的控制方法，包括依次连接二极管整流器和降升压式转换器主电路，降升压式转换器主电路中包括连接二极管整流器输出正极的降压模块开关和连接二极管整流器输出负极的升压模式开关，其包括：用输入电压感测电路连接在二极管整流器的输出端，以感测输入电压信号；用输入电流感测电路连接在二极管整流器的输出回路中，并通过低通滤波器后感测输入电流信号；用输出电压感测电路连接本转换器的输出端，以感测输出电压；总控制器根据感测的输入电压信号、输入电流信号和输出电压信号确定转换器工作于降压模式、或升压模式、或降升压模式，分别控制第一和第二脉冲宽度调制电路；第一脉冲宽度调制电路，在总控制器的控制下发出PWM切换信号，使所述降压模块开关仅在降压及降升压模式下切换、在升压模式下完全导通；第二脉冲宽度调制电路，在总控制器的控制下发出PWM切换信号，使所述升压模式开关仅在升压及降升压模式下切换、在降压模式下完全截止；在降升压模式下，降压模块开关和升压模式开关不会同时导通截止。上述总控制器将输出电压感测电路感测到的输出电压与预设电压命令做比较，两者的误差值经由电压控制器调整后得到误差调整信号，该误差调整信号再与所述输入电压信号相乘再除以乘了调整系数的输入电压信号的平方值，得到输入电流控制命令，输入电流控制命令减去所述输入电流信号后经电流误差放大器调整后得到PWM控制电压信号，该PWM控制电压信号同时输送给第一和第二脉冲宽度调制电路的同相输入端。上述第一脉冲宽度调制电路的反相输入端接一固定锯齿波，所述第二脉冲宽度调制电路的反相输入端接一直流量可偏移锯齿波，该直流量可偏移锯齿波为固定锯齿波与一直流偏移量的和，所述直流偏移量包含预设的固定值偏移量和浮动值偏移量，所述浮动值偏移量由所述误差调整信号乘上一增益K所获得。

与现有技术相比，本发明可以根据输入电压及负载大小改变其工作模式，在降升压模式、升压模式和降升压模式这三种工作模式中切换，具有减小涌浪电流、提高转换效率、降低开关的导通损与切换损的优点，输入电压范围宽，电压回路的响应不会随输入电压的改变而改变，在全电压范围均为维持良好的动态响应，并同时达到高功因数和良好的电压调整率之目的。

附图说明

图1为现有升压式交流至直流转换器主电路图；

图2为现有降升压式交流至直流转换器主电路图；

图3为本发明较佳实施例的电路图；

图4为转换器工作模式与开关切换波形对照图；

图5为软件模拟图3的验证图；

图6为电路启动时输入电流与输出电压对应波形图；

图7为在降压模式下的工作波形图；

图8为在升压模式下的工作波形图；

图9为开关的触发信号与输出电压波形对照图；

图10为在230Vac输入电压及300W满载下的响应波形图；

图11为在230Vac输入电压及60W轻载下的响应图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明揭示了一种单相降升压式AC-DC转换器，参看图3，其包括从交流电压开始依次连接的EMI滤波器二极管整流器和降升压式转换器主电路。其中降升压式转换器主电路中包括连接二极管整流器输出正极的降压模块开关Q1和连接二极管整流器输出负极的升压模式开关Q2。转换器还包括输入电压感测电路，其连接在二极管整流器的正极输出端，经过电压感测比K_v的变换得到输入电压信号K_vV_in；还包括输入电流感测电路，其连接在二极管整流器的输出回路负极母线中，并通过低通滤波器后感测输入电流信号K_sI_in（图中I_s=K_sI_in）；还包括输出电压感测电路，其连接本转换器的输出端，用以感测输出电压；还包括总控制器，其根据感测的输入电压信号K_vV_in、输入电流信号K_sI_in和输出电压信号确定转换器工作于降压模式、或升压模式、或降升压模式。这三种模式的选择，是由总控制器分别控制第一和第二脉冲宽度调制电路（PWM1、PWM2），进而控制降压模块开关Q1和升压模式开关Q2的组合切换来实现的。第一脉冲宽度调制电路PWM1，在总控制器的控制下发出PWM切换信号，使所述降压模块开关Q1仅在降压及降升压模式下切换、在升压模式下完全导通；第二脉冲宽度调制电路PWM2，在总控制器的控制下发出PWM切换信号，使所述升压模式开关Q2仅在升压及降升压模式下切换、在降压模式下完全截止；在降升压模式下，降压模块开关和升压模式开关不会同时导通截止。

参看图3，在较佳实施例中，所述总控制器将输出电压感测电路感测到的输出电压与预设电压命令V_d^*做比较（预设电压命令值减去输出电压值），两者的误差值经由电压控制器G_v调整后得到误差调整信号V_ea，该误差调整信号V_ea再与所述输入电压信号K_vV_in相乘再除以K₁(K_vV_in)²得到输入电流控制命令I_s^*，其中K₁(K_vV_in)²为输入电压信号的平方值乘了调整系数K₁，输入电流控制命令I_s^*减去所述输入电流信号K_sI_in后经电流误差放大器G_CA调整后得到PWM控制电压信号V_con，该PWM控制电压信号V_con同时输送给第一和第二脉冲宽度调制电路（PWM1、PWM2）的同相输入端。需要指出感测的输入电流经过低通滤波器的目的是要求得输入的平均电流，此平均电流经过电流误差放大器（G_CA）、PWM1、PWM2后形成一个电流反馈控制回路，使得其可以紧密追随输入电流控制命令I_s^*，则输入电流必为与输入电压同相的正弦波，达到控制输入功率因数及低电流失真之目的。

为了降低导通损及切换损以提升效率，本转换器设置了三种工作模式。参看图4，其中在输入电压波形|Vs|远低于输出电压Vd时操作于升压模式，在输入电压波形|Vs|于输出电压Vd附近的灰色电压地带则操作于降升压模式，在输入电压波形|Vs|远高于输出电压Vd时操作于降压模式。此工作模式可以获得较佳效率原因在于：(1)降压模块开关Q1仅在降压及降升压模式下切换，升压模式下其为完全导通可降低切换损。(2)升压模式开关Q2仅在升压及降升压模式下切换，降压模式下其为完全截止可降低切换及导通损。(3)在降升压模式下，开关Q1及Q2不会同时导通截止如同传统升降式转换器能量需完全储存于电感在转换，而是降压及升压交互动作，降低电感储能需求以及电流，降低铁损及导通损，提升电路效率。

为了在三种工作模式之间自动切换，两个脉冲宽度调制电路采用不同的锯齿波。参看图3，所述第一脉冲宽度调制电路PWM1的反相输入端接一固定锯齿波V_t1（V_t1由锯齿波发生器自动生成），所述第二脉冲宽度调制电路PWM2的反相输入端接一直流量可偏移锯齿波V_t2。该直流量可偏移锯齿波V_t2为固定锯齿波V_t1与一直流偏移量V_os的和。所述直流偏移量V_os包含预设的固定值偏移量V_os1（V_os1用来设定在最轻载时升降压模式的下限）和浮动值偏移量V_os2（其用以设定降升压模式的范围）。所述浮动值偏移量Vos2由所述误差调整信号Vea乘上一增益K所获得，在轻载或高输入电压时Vos2为较低值，反之在重载或低输入电压时Vos2为较高值。当Vos2为较低值，Vt1与Vt2波形大小重迭区域较小，亦即降压模式的范围越大，开关Q2的切换次数越低，随工作点改变自动降低切换损。

为了更清楚说明上述电路的工作，图5以软件建立一300W、输出210Vdc的系统，主电路及控制电路均依据上述原理建立。图6所示为电路启动时输入电流与输出电压对应波形图，其显示输出电压能够由零电压线性上升至设定的输出电压。感测的输入电流均能紧密追随其电流命令，因此交流的输入电流为低失真的正弦波。图7及图8分别显示在降压及升压模式下的工作波形，二个PWM脉冲宽度调制电路的锯齿波Vt1及Vt2亦可以清楚由此二图得知，而产生开关的触发信号如图9所示，确实可达成图4所示的方式降低开关的切换次数及导通损。最终的输出波形如图10及图11所示，无论是在重载或轻载均能获得高功率因数与低失真电流。

本发明还揭示了单相降升压式AC-DC转换器的控制方法，包括依次连接二极管整流器和降升压式转换器主电路，降升压式转换器主电路中包括连接二极管整流器输出正极的降压模块开关Q1和连接二极管整流器输出负极的升压模式开关Q2，其还包括：用输入电压感测电路连接在二极管整流器的输出端，以感测输入电压信号K_vV_in；用输入电流感测电路连接在二极管整流器的输出回路中，并通过低通滤波器后感测输入电流信号K_sI_in；用输出电压感测电路连接本转换器的输出端，以感测输出电压；总控制器根据感测的输入电压信号K_vV_in、输入电流信号K_sI_in和输出电压信号确定转换器工作于降压模式、或升压模式、或降升压模式，分别控制第一和第二脉冲宽度调制电路（PWM1、PWM2）；第一脉冲宽度调制电路PWM1，在总控制器的控制下发出PWM切换信号，使所述降压模块开关Q1仅在降压及降升压模式下切换、在升压模式下完全导通；第二脉冲宽度调制电路PWM2，在总控制器的控制下发出PWM切换信号，使所述升压模式开关Q2仅在升压及降升压模式下切换、在降压模式下完全截止；在降升压模式下，降压模块开关和升压模式开关不会同时导通截止。

参看图3，在较佳实施例中，上述总控制器将输出电压感测电路感测到的输出电压与预设电压命令V_d^*做比较（预设电压命令值减去输出电压值），两者的误差值经由电压控制器G_v调整后得到误差调整信号V_ea，该误差调整信号V_ea再与所述输入电压信号K_vV_in相乘再除以乘了调整系数K₁的输入电压信号的平方值K₁(K_vV_in)²，得到输入电流控制命令I_s^*，输入电流控制命令I_s^*减去所述输入电流信号K_sI_in后经电流误差放大器G_CA调整后得到PWM控制电压信号V_con，该PWM控制电压信号V_con同时输送给第一和第二脉冲宽度调制电路（PWM1、PWM2）的同相输入端。需要指出感测的输入电流经过低通滤波器的目的是要求得输入的平均电流，此平均电流经过电流误差放大器（G_CA）、PWM1、PWM2后形成一个电流反馈控制回路，使得其可以紧密追随输入电流控制命令I_s^*，则输入电流必为与输入电压同相的正弦波，达到控制输入功率因数及低电流失真之目的。

为了降低导通损及切换损以提升效率，本转换器设置了三种工作模式。参看图4，其中在输入电压波形|Vs|远低于输出电压Vd时操作于升压模式，在输入电压波形|Vs|于输出电压Vd附近的灰色电压地带则操作于降升压模式，在输入电压波形|Vs|远高于输出电压Vd时操作于降压模式。此工作模式可以获得较佳效率原因在于：(1)降压模块开关Q1仅在降压及降升压模式下切换，升压模式下其为完全导通可降低切换损。(2)升压模式开关Q2仅在升压及降升压模式下切换，降压模式下其为完全截止可降低切换及导通损。(3)在降升压模式下，开关Q1及Q2不会同时导通截止如同传统升降式转换器能量需完全储存于电感在转换，而是降压及升压交互动作，降低电感储能需求以及电流，降低铁损及导通损，提升电路效率。

为了在三种工作模式之间自动切换，两个脉冲宽度调制电路采用不同的锯齿波。参看图3，所述第一脉冲宽度调制电路PWM1的反相输入端接一固定锯齿波V_t1（V_t1由锯齿波发生器自动生成），所述第二脉冲宽度调制电路PWM2的反相输入端接一直流量可偏移锯齿波V_t2。该直流量可偏移锯齿波V_t2为固定锯齿波V_t1与一直流偏移量V_os的和。所述直流偏移量V_os包含预设的固定值偏移量V_os1（V_os1用来设定在最轻载时升降压模式的下限）和浮动值偏移量V_os2（其用以设定降升压模式的范围），所述浮动值偏移量Vos2由所述误差调整信号Vea乘上一增益K所获得，在轻载或高输入电压时Vos2为较低值，反之在重载或低输入电压时Vos2为较高值。当Vos2为较低值，Vt1与Vt2波形大小重迭区域较小，亦即降压模式的范围越大，开关Q2的切换次数越低，随工作点改变自动降低切换损。

为了更清楚说明上述电路的工作，图5以软件建立一300W、输出210Vdc的系统，主电路及控制电路均依据上述原理建立。图6所示为电路启动时输入电流与输出电压对应波形图，其显示输出电压能够由零电压线性上升至设定的输出电压。感测的输入电流均能紧密追随其电流命令，因此交流的输入电流为低失真的正弦波。图7及图8分别显示在降压及升压模式下的工作波形，二个PWM脉冲宽度调制电路的锯齿波Vt1及Vt2亦可以清楚由此二图得知，而产生开关的触发信号如图9所示，确实可达成图4所示的方式降低开关的切换次数及导通损。最终的输出波形如图10及图11所示，无论是在重载或轻载均能获得高功率因数与低失真电流。

以上实施例仅为举例说明，非起限制作用。任何未脱离本申请精神与范畴，而对其进行的等效修改或变更，均应包含于本申请的权利要求范围之中。