直流电源装置和空调机的制作方法

本发明涉及直流电源装置和空调机。

背景技术：

在电车、汽车、空调机等中安装有将交流电压变换为直流电压的直流电源装置。另外，通过逆变器将从直流电源装置输出的直流电压变换为预定频率的交流电压，向电动机等负载施加该交流电压。这样的直流电源装置要求提高电力变换效率从而谋求节能。

因此，如专利文献1那样，提出了在将交流电源变换为直流电源时进行功率因数改善、高次谐波抑制、直流电压的升压的直流电源装置。另外，在专利文献2中，提出了为了在全部负载区域改善功率因数而切换全波整流模式、倍压整流模式、部分开关模式、高速开关模式的直流电源装置。

专利文献1、2所记载的直流电源装置都具有电抗器，电抗器具有电感值越大则重量、体积越大的倾向。因此，如果应用电感值大的电抗器，则产生直流电源装置、包含它的空调机等装置大型化而变得昂贵的问题。

专利文献1：日本特开平11-164562号公报

专利文献2：日本特开2003-153543号公报

技术实现要素：

本发明就是鉴于上述情况而提出的，其目的在于，提供一种小型并且廉价的直流电源装置和空调机。

为了解决上述问题，本发明的直流电源装置的特征在于，具备：电抗器，其与交流电源连接；整流电路，其在进行对上述交流电源适当地短路上述电抗器的开关的同时，将上述交流电源输出的交流电压变换为直流电压并向负载施加；控制部，其根据与上述负载的增减对应地进行增减的量即负载对应量和预定的阈值之间的比较结果，选择在上述交流电压的半周期期间进行1次以上20次以下的开关的第一动作模式和在上述交流电压的半周期期间进行80次以上的开关的第二动作模式中的某一方的动作模式，上述电抗器的电感值是3mH以上，6mH以下。

根据本发明，能够实现小型并且廉价的直流电源装置和空调机。

附图说明

图1是表示本发明的一实施方式的直流电源装置的概要的结构图。

图2表示在交流电源电压为正的极性的情况下进行二极管整流时流过电路的电流路径。

图3表示在交流电源电压为负的极性的情况下进行二极管整流时流过电路的电流路径。

图4表示在交流电源电压是正的极性的情况下进行同步整流时流过电路的电流路径。

图5表示在交流电源电压是负的极性的情况下进行同步整流时流过电路的电流路径。

图6是同步整流时的电源电压、电路电流、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图7是表示在交流电源电压是正的极性的情况下进行了功率因数改善动作时流过电路的电流路径。

图8是表示在交流电源电压是负的极性的情况下进行了功率因数改善动作时流过电路的电流路径的图。

图9是进行了部分开关(双触发：2shot)的情况下的、(a)电源电压的波形图，(b)电路电流的波形图，(c)驱动脉冲的波形图，(d)其他驱动脉冲的波形图。

图10(a)是电源电压的波形图，(b)是电路电流的波形图，(c)是驱动脉冲的波形图，(d)是其他驱动脉冲的波形图。

图11表示在进行了高速开关的情况下MOSFET的占空比的关系。

图12表示在进行了高速开关并考虑到空载时间的情况下的MOSFET的占空比的关系。

图13表示在进行了高速开关的情况下交流电源电压和电路电流之间的关系。

图14表示在交流电源电压是正极性的情况下考虑到由电抗器引起的电流相位的延迟量的情况下的MOSFET的占空比。

图15为部分开关中的(a)交流电源电压的波形图，(b)电路电流的波形图，(c)驱动脉冲的波形图，(d)其他驱动脉冲的波形图。

图16是表示输入功率700W时的部分开关的波形的图。

图17是表示输入功率1800W时的部分开关的波形的图。

图18是表示消耗功率、直流电压、以及动作模式的关系的一个例子的图。

图19(a)是部分开关模式的交流电源电压和电路电流的波形图，(b)是高速开关模式的交流电源电压和电路电流的波形图。

图20是表示消耗功率、直流电压、以及动作模式的关系的另一个例子的图。

图21是表示消耗功率、直流电压、以及动作模式的关系的又一个例子的图。

图22是本实施方式的空调机的室内机、室外机以及遥控器的正面图。

图23是一个变形例的直流电源装置的概要结构图。

图24是另一个变形例的直流电源装置的概要结构图。

图25是又一个变形例的直流电源装置的概要结构图。

具体实施方式

[实施方式的概要]

在额定电压是200V～230V，4000W以下的直流电源装置中，进行开关间隔宽的部分开关的情况下的直流电源中使用的电抗器的电感大多设为9mH～20mH，进行开关间隔窄的高速开关的情况下的直流电源中使用的电抗器的电感大多设为500μH～6mH。这是因为在进行部分开关的情况下，开关的导通时间长，短路电流容易变大，因此为了进行高次谐波抑制，需要增大电感值，在进行高速开关的情况下，开关的导通时间短，短路电流小，因此可减小电感值。

另外，在上述专利文献2中，提出了切换全波整流模式、倍压整流模式、部分开关模式、高速开关模式的直流电源装置，但并没有涉及怎样设定电抗器的电感值是适合的。

关于上述那样的部分开关的直流电源装置，电抗器的电感值大，因此存在直流电源装置变大从而成本变高的问题。

另外，在高速开关的直流电源装置中，存在开关次数增加从而效率恶化的问题。特别在空调机中使用的直流电源装置中，为了提高APF(Annual Performance Factor：年度能耗效率)，要求低负载且高效率，但高速开关的直流电源装置不适合提高APF。另外，在高负载时，为了提高空调机中使用的压缩机的转速，要求高的输出电压，但如果这时采用部分开关，则无法满足高次谐波电流的规格。

因此，本实施方式提供一种小型并且廉价的直流电源装置，其在低负载时高效率，在高负载时一边抑制高次谐波电流一边供给高的输出电压，在整个负载区域中改善功率因数，并且提供一种使用该直流电源装置的空调机。

[实施方式的结构]

以后，参照各图详细说明本发明的一个实施方式的直流电源装置的结构。

图1是本实施方式的直流电源装置1的结构图。

如图1所示，直流电源装置1是将从交流电源VS供给的交流电源电压变换为直流电压Vd，将该直流电压Vd输出给负载H(逆变器、电动机等)的变换器。对于直流电源装置1，其输入侧与交流电源VS连接，输出侧与负载H连接。

直流电源装置1具备电抗器L1、平滑电容器C1、二极管D1、D2、D3、D4、作为开关元件的MOSFET(Q1、Q2)、分流电阻R1。二极管D1、D2、D3、D4、MOSFET(Q1、Q2)构成整流电路10。

此外，MOSFET(Q1、Q2)是开关元件，二极管D3是MOSFET(Q1)的寄生二极管，二极管D4是MOSFET(Q2)的寄生二极管。另外，MOSFET(Q1)和MOSFET(Q2)的饱和电压比二极管D1、D2、寄生二极管D3、D4的正向压降低。

该直流电源装置1还具备电流检测部11、增益控制部12、交流电压检测部13、过零判定部14、负载检测部15、升压比控制部16、直流电压检测部17、变换器控制部18、电源电路19。该电源电路19从直流电压产生用于驱动MOSFET(Q1、Q2)的电源电压15V、用于驱动微型计算机等控制IC(未图示)的控制电压5V。

对二极管D1、D2和MOSFET(Q1、Q2)进行桥连接。二极管D1的阳极与二极管D2的阴极连接，其连接点N1经由配线hb与交流电源VS的一端连接。

MOSFET(Q1)的源极与MOSFET(Q2)的漏极连接。MOSFET(Q1)的源极经由连接点N2、配线ha、电抗器L1与交流电源VS的一端连接。

二极管D2的阳极与MOSFET(Q2)的源极连接。

MOSFET(Q1)的漏极与二极管D1的阴极连接。

另外，二极管D1的阴极和MOSFET(Q1)的漏极经由配线hc与平滑电容器C1的正极和负载H的一端连接。进而，二极管D2和MOSFET(Q2)的源极经由分流电阻R1和配线hd，分别与平滑电容器C1的负极和负载H的另一端连接。

电抗器L1被设置在配线ha上、即交流电源VS和整流电路10之间。该电抗器L1积蓄从交流电源VS供给的电力来作为能量，并且释放该能量，由此进行升压。

在本实施方式中，使电抗器L1的电感值为3～6mH。

这是因为在比3mH小的情况下，在后述的部分开关动作时高次谐波电流变大，无法满足高次谐波电流的规格。另外，在比6mH大的情况下，电抗器L1变得大型化并且昂贵。在将铜线或铝线缠绕在电磁钢板上的构造的电抗器中，通过将12mH设为6mH，能够实现减小约30％的小型化。

平滑电容器C1对经过二极管D1、MOSFET(Q1)而整流后的电压进行平滑化，使其成为直流电压Vd。该平滑电容器C1与整流电路10的输出侧连接，正极侧与配线hc连接，负极侧与配线hd连接。

根据来自后述的变换器控制部18的指令，对作为开关元件的MOSFET(Q1、Q2)进行开/关控制。通过使用MOSFET(Q1、Q2)作为开关元件，能够高速地进行开关，并且通过使电流流过压降小的MOSFET，能够进行所谓的同步整流控制，可降低电路的导通损失。

通过作为该MOSFET(Q1、Q2)使用导通电阻小的超结MOSFET，能够进一步降低导通损失。在此，在MOSFET的寄生二极管中，在电路短路动作时产生逆向恢复电流。特别是超结MOSFET的寄生二极管，存在逆向恢复电流比通常的MOSFET的寄生二极管大，开关损失大的问题。因此，通过使用逆向恢复时间(trr：Reverse Recovery Time)小的MOSFET来作为MOSFET(Q1、Q2)，能够降低开关损失。

二极管D1、D2在主动动作时也不产生逆向恢复电流，因此理想的是选择其正向压降小的二极管。例如，通过使用普通的整流二极管、高耐压的SiC(碳化硅)－肖特基势垒二极管，能够降低电路的导通损失。

分流电阻R1具有检测在电路中流通的瞬时电流的功能。

电流检测部11具有检测在电路中流通的平均电流的功能。

增益控制部12具有控制根据电路电流有效值Is和直流电压升压比a决定的电流控制增益Kp的功能。这时通过将Kp×Is控制为预定值，能够将直流电压Vd从交流电源电压vs升压至a倍。

交流电压检测部13检测从交流电源VS施加的交流电源电压vs，与配线ha、hb连接。交流电压检测部13将其检测值输出到过零判定部14。

过零判定部14具有针对由交流电压检测部13检测的交流电源电压vs的值，判定其正负是否进行了切换、即是否到达了过零点的功能，即判定过零的定时的功能。过零判定部14还具有作为检测交流电源电压vs的极性的极性检测部的功能。例如，过零判定部14在交流电源电压vs为正的期间向变换器控制部18输出“1”的信号，在交流电源电压vs为负的期间，向变换器控制部18输出“0”的信号。

负载检测部15例如由未图示的分流电阻构成，具有检测流过负载H的电流的功能。此外，在负载H是逆变器或电动机的情况下，也可以根据由负载检测部15检测出的负载电流计算电动机的转速、电动机的施加电压。另外，也可以根据由后述的直流电压检测部17检测出的直流电压、电动机的施加电压，计算逆变器的调制率。负载检测部15将其检测值(电流、电动机转速、调制率等)输出到升压比控制部16。

升压比控制部16根据负载检测部15的检测值，选择直流电压Vd的升压比a，将其选择结果输出到变换器控制部18。然后，变换器控制部18通过向MOSFET(Q1、Q2)输出驱动脉冲来进行开关控制，从而将直流电压Vd升压到目标电压。

直流电压检测部17检测向平滑电容器C1施加的直流电压Vd，其正侧与配线hc连接，负侧与配线hd连接。直流电压检测部17将其检测值输出到变换器控制部18。将直流电压检测部17的检测值用于判定向负载H施加的电压值是否达到了预定的目标值。

包含变换器控制部18的控制块M例如是微型计算机(Microcomputer)，读出存储在ROM(只读存储器)中的程序来将其在RAM(随机存取存储器)中展开，由CPU(中央处理单元)执行各种处理。变换器控制部18根据从电流检测部11或分流电阻R1、增益控制部12、过零判定部14、升压比控制部16、以及直流电压检测部17输入的信息，控制MOSFET(Q1、Q2)的开/关。将在后面说明变换器控制部18执行的处理。

[动作模式]

接着，说明本实施方式的直流电源装置1的动作模式。

如果大致划分直流电源装置1的动作模式，则有(1)二极管整流模式(第三动作模式)、(2)同步整流模式(另一个第三动作模式)、(3)部分开关模式(第二动作模式)、(4)高速开关模式(第一动作模式)这4个模式。部分开关模式、高速开关模式是变换器进行主动动作(功率因数改善动作)的模式，是通过使整流电路10流通功率因数改善电流而进行直流电压Vd的升压和功率因数的改善的模式。例如，在逆变器、电动机等负载大的情况下，对直流电压Vd进行升压的情况多。另外，随着负载变大而流过直流电源装置1的电流变大，高次谐波电流也会增大。因此，理想的是在高负载的情况下，在部分开关模式或高速开关模式下进行升压，降低高次谐波电流、即改善电源输入的功率因数。

<二极管整流模式>

二极管整流模式(第三动作模式)是使用4个二极管D1～D4进行全波整流的模式。在该模式下，MOSFET(Q1)和MOSFET(Q2)是关断状态。

图2表示在交流电源电压vs是正的极性的情况下在进行二极管整流时流过电路的电流路径。

在图2中，在交流电源电压vs为正的半周期的期间中，向虚线箭头所示的方向流过电路电流is。即，按照交流电源VS→电抗器L1→寄生二极管D3→平滑电容器C1→分流电阻R1→二极管D2→交流电源VS的顺序流过电路电流is。

图3表示在交流电源电压vs是负的极性的情况下进行二极管整流时流过电路的电流路径。

在图3中，在交流电源电压vs为负的半周期的期间中，向用虚线箭头所示的方向流过电路电流is。即，按照交流电源VS→二极管D1→平滑电容器C1→分流电阻R1→寄生二极管D4→电抗器L1→交流电源VS的顺序流过电路电流is。

<同步整流模式>

为了针对上述二极管整流进行高效动作，与交流电源电压vs的极性对应地对MOSFET(Q1、Q2)进行开关控制，由此进行同步整流控制，将该动作模式称为同步整流模式(另一个第三动作模式)。

图4是表示在交流电源电压vs是正的极性的情况下进行同步整流时流过电路的电流路径的图。

在图4中，在交流电源电压vs为正的半周期的期间中，向用虚线箭头所示的方向流过电路电流is。即，按照交流电源VS→电抗器L1→MOSFET(Q1)→平滑电容器C1→分流电阻R1→二极管D2→交流电源VS的顺序流过电路电流is。这时，MOSFET(Q2)为始终关断的状态，MOSFET(Q1)是始终导通的状态。在假设MOSFET(Q1)不是导通状态的情况下，如上述二极管整流动作那样，电路电流is流过MOSFET(Q1)的寄生二极管D3。但是，通常MOSFET的寄生二极管的压降大，因此产生大的导通损失。因此，通过使MOSFET(Q1)导通，在MOSFET(Q1)的导通电阻的部分流过电流，能够谋求降低导通损失。这是所谓的同步整流控制的原理。此外，作为MOSFET(Q1)的导通动作开始的定时，从交流电源电压vs的极性从负切换为正的过零的定时开始进行。作为使MOSFET(Q1)关断的定时，是交流电源电压vs的极性从正切换为负的定时。

图5是表示在交流电源电压vs是负的极性的情况下进行同步整流时流过电路的电流路径的图。

在图5中，在交流电源电压vs为负的半周期的期间中，向用虚线箭头所示的方向流过电路电流is。即，按照交流电源VS→二极管D1→平滑电容器C1→分流电阻R1→MOSFET(Q2)→电抗器L1→交流电源VS的顺序流过电路电流is。这时，MOSFET(Q1)是始终关断的状态，MOSFET(Q2)是始终导通的状态。此外，作为MOSFET(Q2)的导通动作开始的定时，从交流电源电压vs的极性从正切换为负的过零的定时开始进行。作为使MOSFET(Q2)关断的定时，是交流电源电压vs的极性从负切换为正的定时。

通过如以上那样使直流电源装置1动作，能够进行高效动作。

图6(a)～(d)是同步整流时的交流电源电压vs、电路电流is、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图6(a)表示交流电源电压vs的波形，图6(b)表示电路电流is的波形。图6(c)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲波形，图6(d)表示MOSFET(Q2)的驱动脉冲波形。

如图6(a)所示，交流电源电压vs是大致正弦波状的波形。

如图6(c)所示，MOSFET(Q1)的驱动脉冲在交流电源电压vs的极性为正时为H电平，在负时为L电平。

如图6(d)所示，MOSFET(Q2)的驱动脉冲与MOSFET(Q1)的驱动脉冲相比反转，在交流电源电压vs的极性为正时为L电平，在负时为H电平。

如图6(b)所示，在交流电源电压vs达到预定振幅的情况、即交流电源电压vs相对于直流电压Vd大的情况下流过电路电流is。

<高速开关模式>

接着，说明进行直流电压Vd的升压和功率因数的改善的高速开关模式(第二动作模式)。

在该动作模式下，按照某开关频率对MOSFET(Q1、Q2)进行开关控制，经由电抗器L1使电路短路(以后称为功率因数改善动作)，使电路流过短路电流(以后称为功率因数改善电流)，由此进行直流电压Vd的升压和功率因数的改善。作为开关次数的目标，理想的是避开人的听觉灵敏的2kHz～8kHz在电源半周期中进行80次以上的开关。首先，说明流过功率因数改善电流时的动作。

在交流电源电压vs为正的周期进行了同步整流的情况下，电流的流动如图4所示那样，关于MOSFET(Q1、Q2)的动作如上述那样。这时，如图6(b)所示，电路电流is相对于电源电压失真。这是由于流过电流的定时只是在相对于交流电源电压vs直流电压Vd小的情况以及电抗器L1的特性而产生的。

因此，多次使电路中流过功率因数改善电流，使电路电流接近正弦波，由此进行功率因数的改善，降低高次谐波电流。

图7是表示在电源电压是正的周期中使MOSFET(Q2)导通的情况下流过的功率因数改善电流isp的路径的图。

作为功率因数改善电流isp的路径，是交流电源VS→电抗器L1→MOSFET(Q2)→二极管D2→交流电源VS的顺序。这时，在电抗器L1中积蓄用以下的公式(1)表示的能量。通过向平滑电容器C1释放该能量，将直流电压Vd升压。

[公式1]

在公式(1)中，I_sp是功率因数改善电流isp的有效值。

交流电源电压vs为负的周期中进行同步整流的情况下的电流的流动如图5所示那样，关于MOSFET(Q1、Q2)的动作如上述那样。

图8是表示在电源电压是负的周期中使MOSFET(Q1)导通而流过功率因数改善电流isp的情况下的路径的图。

作为电流的路径，是交流电源VS→二极管D1→MOSFET(Q1)→电抗器L1→交流电源VS的顺序。这时，也如上述那样在电抗器L1中积蓄能量，通过该能量将直流电压Vd升压。

图9(a)～(d)是2次流过功率因数改善电流的情况(称为双触发(2shot))下的交流电源电压vs、电路电流is、MOSFET的驱动脉冲的波形图。此外，如果功率因数改善电流的流通次数为2次，则这不是“高速开关模式”，而相当于后述的“部分开关模式”，但在此为了容易理解功率因数改善电流的作用，说明流通次数为2次时的波形。

图9(a)表示交流电源电压vs的波形，(b)表示电路电流is的波形。图9(c)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲波形，图9(d)表示MOSFET(Q2)的驱动脉冲波形。

如图9(a)所示，交流电源电压vs大致为正弦波状的波形。

如图9(c)所示，MOSFET(Q1)的驱动脉冲是在交流电源电压vs的极性为正时为H电平，并且在预定的定时成为2次的L电平的脉冲。是在交流电源电压vs的极性为负时成为L电平，并且在预定的定时成为2次的H电平的脉冲。

如图9(c)所示，MOSFET(Q2)的驱动脉冲与MOSFET(Q1)的驱动脉冲相比反转。这是为了组合地进行功率因数改善动作和同步整流。例如，在交流电源电压vs为正的极性的情况下，MOSFET(Q2)导通来进行功率因数改善动作。然后，在MOSFET(Q1)关断后，MOSFET(Q2)导通的区间成为同步整流动作。通过这样组合功率因数改善动作和同步整流动作，能够一边进行功率因数改善一边进行高效动作。

如图9(b)所示，电路电流is在交流电源电压vs为正极性并且MOSFET(Q2)的驱动脉冲成为H电平时上升，在交流电源电压vs为负极性并且MOSFET(Q1)的驱动脉冲成为H电平时上升。由此，改善功率因数。

例如，在交流电源电压vs为正的情况下，功率因数改善动作中的电流路径如图7那样。MOSFET(Q2)关断并且MOSFET(Q1)导通而切换为同步整流动作时的电流路径如图2那样。

此外，也可以组合该功率因数改善动作和上述的二极管整流动作。即，在交流电源电压vs为正的极性的情况下，功率因数改善动作中的电流路径如图7那样。在MOSFET(Q2)关断后寄生二极管D3导通而切换为二极管整流动作时的电流路径如图2那样。

图10(a)～(d)是进行高速开关的情况下的交流电源电压vs、电路电流is、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图10(a)表示交流电源电压vs的波形，图10(b)表示电路电流is的波形。图10(c)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲波形，图10(d)表示MOSFET(Q2)的驱动脉冲波形。

如图10(a)所示，交流电源电压vs大致是正弦波状的波形。

在高速开关模式中，例如在电源电压为正的极性的情况下，在功率因数改善动作时，使MOSFET(Q2)为导通状态，使MOSFET(Q1)为关断状态，由此流过功率因数改善电流isp。接着，使MOSFET(Q2)为关断状态，使MOSFET(Q1)为导通状态。这样与功率因数改善动作的有无对应地切换MOSFET(Q1、Q2)的导通、关断是为了进行同步整流。为了单纯地进行高速开关模式，MOSFET(Q1)始终为关断状态，按照固定频率使MOSFET(Q2)进行开关动作即可。

但是此时，当在MOSFET(Q2)关断时MOSFET(Q1)也是关断状态时，电流流过MOSFET(Q1)的寄生二极管D3。如上述那样，该寄生二极管的特性差，压降大，因此导通损失变大。因此，在本实施方式中，在MOSFET(Q2)关断时，使MOSFET(Q1)为导通状态来进行同步整流，由此降低导通损失。

可以用以下的公式(2)表示流过直流电源装置1的电路电流is(瞬时值)。

[公式2]

其中，is：电路电流瞬时值

Vs：电源电压有效值

Kp：电流控制增益

Vd：直流电压

并且，如果改写该公式(2)，则成为以下的公式(3)。

[公式3]

公式(4)表示电路电流is(瞬时值)和电路电流有效值Is之间的关系。is(瞬时值)是通过分流电阻R1检测出的值，电路电流有效值Is是通过电流检测部l1检测出的值。

[公式4]

其中，Is：电路电流有效值

如果将公式(3)变形后代入公式(4)，则成为以下的公式(5)。

[公式5]

如果将升压比的倒数设为右边，则成为以下的公式(6)。

[公式6]

其中，Is：电路电流有效值

α：升压比

并且，可如公式(7)那样表示MOSFET的占空比d。

[公式7]

其中，is：电路电流瞬间值

根据以上所述，通过控制公式(6)所示的Kp×Is，能够升压为交流电源电压有效值Vs的a倍，可以用公式(7)给出这时的MOSFET的占空比d(流通率)。

图11表示电源电压半周期(正的极性)中的MOSFET(Q2)和MOSFET(Q1)的驱动脉冲的占空比(ONduty)的关系的图。图11的纵轴表示占空比，横轴表示正的极性的电源电压的半周期的时间。

虚线所示的MOSFET(Q1)的驱动脉冲的导通占空比(ONduty)与交流电源电压vs成正比。双点划线所示的MOSFET(Q2)的驱动脉冲的导通占空比(ONduty)是从1.0减去MOSFET(Q1)的驱动脉冲的导通占空比得到的。

在图11中，如公式(7)所示那样，电路电流is越大，为了流过功率因数改善电流进行开关动作的MOSFET(Q2)的驱动脉冲的占空比d越小，相反，电路电流is越小MOSFET(Q2)的驱动脉冲的占空比d越大。进行同步整流一侧的MOSFET(Q1)的驱动脉冲的占空比d与MOSFET(Q2)的驱动脉冲的占空比d成为相反的特性。

此外，实际上为了避免上下短路，可以考虑空载时间。

图12用实线追加了电源电压半周期(正的极性)中的考虑了空载时间的MOSFET(Q2)的驱动脉冲的占空比。图12的纵轴表示占空比，横轴表示交流电源电压vs的正极性的半周期的时间。

如果这样赋予预定的空载时间，则MOSFET(Q2)的驱动脉冲的占空比减小该空载时间的量。

图13表示交流电源电压vs的瞬时值vs和电路电流is(瞬时值)之间的关系。实线表示交流电源电压vs的瞬时值vs，虚线表示电路电流is的瞬时值。图13的横轴表示正的极性的电源电压的半周期的时间。

如图13所示，通过高速开关控制，交流电源电压vs的瞬时值vs和电路电流is(瞬时值)双方都成为大致正弦波状，由此能够改善功率因数。

在以下的公式(8)中表示MOSFET(Q2)的占空比d_Q2。

[公式8]

d_Q2＝1-K_p·|i_s|……8

在以下的公式(9)中表示MOSFET(Q1)的占空比d_Q1。

[公式9]

d_Q1＝1-d_Q2……9

另外，当观察电源电压和电流之间的关系时，电路电流is被控制为正弦波状，因此是功率因数良好的状态。这假定了电抗器L1的电感小、相对于电源电压没有电流的相位延迟的状态。在假设电抗器L1的电感大，电流相位相对于电压相位延迟的情况下，考虑电流相位来设定占空比d即可。

图14是表示在交流电源电压vs是正极性的情况下考虑到因电抗器L1引起的电流相位的延迟量的情况下的MOSFET(Q2)的占空比的图。图14的纵轴表示MOSFET(Q2)的占空比，横轴表示正的极性的电源电压的半周期的时间。

实线表示不考虑因电抗器L1引起的电流相位的延迟量的情况下的MOSFET(Q2)的占空比。虚线表示考虑到因电抗器L1引起的电流相位的延迟量的情况下的MOSFET(Q2)的占空比。通过这样进行控制，即使在电抗器L1的电感大的情况下，也能够将电流控制为正弦波状。

以上，说明了组合实施高速开关和同步整流的情况。此外，也可以如上述那样组合高速开关和二极管整流。即，在交流电源电压vs为正的极性的情况下，在使MOSFET(Q1)始终关断的状态下，只有MOSFET(Q2)进行高速开关。即使这样进行控制，也能够得到功率因数的改善效果。

<部分开关动作>

如上述那样，能够通过进行高速开关动作将电路电流is形成为正弦波，能够确保高功率因数。但是，开关频率越大，则开关损失越大。

电路的输入越大，高次谐波电流也越是增大，因此难以满足特别高次的高次谐波电流的限制值，因此，理想的是输入电流越大越确保高功率因数。相反在输入小的情况下，高次谐波电流也变小，因此有时不需要特别确保功率因数。即，换句话说，可以说通过与负载条件对应地在考虑效率的同时确保最佳的功率因数来降低高次谐波电流即可。

因此，在抑制开关损失的增大的同时改善功率因数的情况下，进行部分开关动作即可。

部分开关模式(第一动作模式)不是如高速开关动作那样以预定频率进行功率因数改善动作，而是通过在交流电源电压vs的半周期中按照预定的相位多次进行功率因数改善动作来进行直流电压Vd的升压和功率因数的改善的动作模式。与高速开关动作的情况相比，能够将开关损失降低MOSFET(Q1、Q2)的开关次数变小的量。作为开关次数的目标，理想的是避开人的听觉灵敏的2kHz～8kHz在电源半周期中进行一次以上20次以下的开关。

以下，使用图15说明部分开关动作。

图15(a)～(d)是表示交流电源电压vs为正的周期中的MOSFET(Q1)的驱动脉冲、交流电源电压vs、电路电流is的关系的图。

图15(a)表示交流电源电压vs，图15(b)表示电路电流is。图15(c)表示MOSFET(Q2)的驱动脉冲，图15(d)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲。

如图15(a)所示，交流电源电压vs大致为正弦波状。

图15(b)的点划线将理想的电路电流is表示为大致正弦波状。这时，功率因数最为改善。

在此，例如在考虑理想电流上的点P1的情况下，将该点处的斜率设为di(P1)/dt。接着，将从电流为零的状态开始跨越时间ton1_Q2使MOSFET(Q2)导通时的电流的斜率设为di(ton1_Q2)/dt。并且，将跨越时间ton1_Q2导通后，跨越时间toff1_Q2关断的情况下的电流的斜率设为di(toff1_Q2)/dt。这时，进行控制使得di(ton1_Q2)/dt和di(toff1_Q2)/dt的平均值与点P1处的斜率di(P1)/dt相等。

接着，与点P1同样地，将点P2处的电流的斜率设为di(P2)/dt。然后，将跨越时间ton2_Q2使MOSFET(Q2)导通时的电流的斜率设为di(ton2_Q2)/dt，将跨越时间toff2_Q2关断的情况下的电流的斜率设为di(toff2_Q2)/dt。与点P1的情况同样地，使得di(ton2_Q2)/dt和di(toff2_Q2)/dt的平均值与点P2处的斜率di(P2)/dt相等。之后重复该处理。这时，MOSFET(Q2)的开关次数越多，越是能够使电路电流is近似理想的正弦波。

此外，这样互补地切换MOSFET(Q1)和MOSFET(Q2)的开关是为了组合实施部分开关动作和同步整流动作。

此外，根据情况，也可组合实施部分开关动作和二极管整流动作。

<动作模式的切换方法1>

在图16中表示将输入电压设为200V，将电抗器的电感值设为5.3mH，以输入电流4A、消耗功率700W进行了3次导通时(即部分开关模式)的动作波形。另外，在图17中表示输入电流10A，消耗功率1800W时的动作波形。对于输入电流4A和10A，次数1～40的高次谐波如表1所示那样。另外，在表1中，一并记载高次谐波电流的限制值(例如基于IEC6100-3-2的限制值)。

[表1]

根据表1，随着输入电流变大，高次谐波电流变大，无法满足高次谐波电流的限制值。例如，根据表1，输入电流10A时的第三次高次谐波约为3.864A，超过了限制值(约2.987A)。因此，如果在输入电流(或消耗功率)变大时，将动作模式从部分开关模式切换为高速开关模式，则能够满足高次谐波电流的限制值。更具体地说，在图18中表示消耗功率、直流电压Vd以及动作模式的关系。

在图18中，直流电压Vd比交流电源电压有效值Vs的倍低。在该例子中，如果消耗功率P(包含直流电源装置1和负载H的整体的消耗功率)不足预定的阈值Pth，则变换器控制部18(参照图1)选择部分开关模式，如果消耗功率P为阈值Pth以上，则选择高速开关模式。如上述那样，在本实施方式中，电抗器L1的电感值为3～6mH，通过采用该范围，即使是部分开关模式，如果为低负载，则也能够满足高次谐波电流的限制值。

在此，并非必须严格地判定消耗功率P是否为阈值Pth以上。即，在消耗功率P是实际比阈值Pth低一些的值时，即使判断为“是阈值Pth以上”，也没有特别的影响。因此，可以采用直接测定消耗功率P以外的各种方法。例如，可以判定通过电流检测部11检测出的“电路电流is的有效值是否超过预定值”，使用该判定结果来取代“消耗功率P是否为阈值Pth以上”的判定结果。

另外，也可以使用通过负载检测部15检测出的负载信息。例如在负载H是电动机、逆变器的情况下，可以取代“消耗功率P是否为阈值Pth以上”的判定结果，而在部分开关模式和高速开关模式的切换中使用“电路电流is是否为预定值以上”、“电动机电流是否为预定值以上”、“流过逆变器的电流是否为预定值以上”、“电动机的转速是否为预定的转速以上”、“逆变器的调制率(逆变器的输出电压的峰值/直流电压Vd)是否为预定值的调制率以上”、或“直流电压Vd是否为预定的阈值电压以下”等的判定结果。以上所述的消耗功率P、电路电流is、电动机电流、流过逆变器的电流、电动机的转速、逆变器的调制率、直流电压Vd等的量是与负载的增减对应地增减的量。因此，将这些量统称为“负载对应量”。

在将动作模式从部分开关模式切换为高速开关模式时，有时直流电压Vd急剧上升。这是因为高速开关模式的功率因数比部分开关模式高。如果功率因数变高，则即便使电路电流is的振幅与部分开关模式时相同，也有时向平滑电容器C1供给更大的能量，直流电压Vd急剧升压。

为了避免这样的直流电压Vd的急剧变动，在从部分开关模式切换为高速开关模式时，理想的是进行控制使得电路电流is比通常值(以前的值)低。在图19(a)、(b)中表示操作电路电流is的具体例子。图19(a)、(b)是部分开关模式和高速开关模式中的交流电源电压vs和电路电流is的波形图，用虚线表示电路电流is的峰值。如图示那样，高速开关模式的峰值比部分开关模式的峰值低。这样，在从部分开关模式向高速开关模式切换的瞬间，调整导通时间进行切换使得高速开关模式的电路电流is的峰值相对于部分开关模式的电路电流is低，由此能够抑制直流电压Vd的变动。

同样，在从高速开关向部分开关切换时，可以与上述的情况相反，调整导通时间进行切换使得电路电流is的振幅比通常值(以前的值)大。由此，能够防止直流电压Vd的降低。

进而，通过在电源电压的过零的定时进行各控制的切换，能够稳定地进行控制的切换。

<动作模式的切换方法2>

在负载H是高负载的情况下，有时将直流电压Vd增高(特别比交流电源电压有效值Vs的倍高)。在这样的情况下，关于动作模式理想的是选择高速开关模式。其理由在于当在直流电压Vd比交流电源电压有效值Vs的倍高的状态下采用部分开关模式时，高次谐波电流变大。在图20中表示与消耗功率对应地变更直流电压Vd的情况下的消耗功率、直流电压Vd以及动作模式的关系的一个例子。

在图20中，如果消耗功率P为预定值P3以下，则直流电压Vd成为以下的值。另外，当消耗功率P成为比预定值P3高的预定值P4以上时，直流电压Vd成为比高的预定值。另外，在消耗功率P为预定值P3～P2的范围内，伴随着消耗功率P的增加，直流电压Vd单调增加。

在图20中，成为切换动作模式(部分开关模式和高速开关模式)的边界值的阈值Pth比预定值P3低。由此可知，在直流电压Vd比高的情况下，必定采用高速开关模式。如上述那样，在本实施方式中，电抗器L1是3～6mH，通过该电抗器L1在部分开关模式下可满足高次谐波电流的规格值的范围内设定阈值Pth即可。由此，能够将电抗器L1的电感值抑制为3～6mH，同时满足高次谐波电流的规格值。

<动作模式的切换方法3>

在负载H是低负载的情况下，当采用同步整流模式时，能够提高效率。因此，理想的是在低负荷的情况下能够采用同步整流模式。在图21中表示实现以上情况时的消耗功率、直流电压Vd、以及动作模式的关系的一个例子。

在图21中，与图20同样地，如果消耗功率P为预定值P3以下，则直流电压Vd成为以下的值。另外，如果消耗功率P成为比预定值P3高的预定值P4以上，则直流电压Vd成为比高的预定值。另外，在消耗功率P为预定值P3～P2的范围内，伴随着消耗功率P的增加，直流电压Vd单调增加。

另外，在图21的例子中，成为切换部分开关模式和高速开关模式的边界值的阈值Pth2比预定值P3低。进而，在图21的例子中，比阈值Pth2更低的阈值Pth1成为切换同步整流模式和部分开关模式的边界值。即，关于动作模式，如果P<Pth1则选择同步整流模式，如果Pth1≤P<Pth2则选择部分开关模式，如果Pth2≤P则选择高速开关模式。在该例子中，在采用部分开关模式和高速开关模式的情况下，可以进行同步整流动作也可以不进行。另外，也可以应用二极管整流模式来代替同步整流模式。

此外，在图18、图20、图21的各例子中表示的直流电压Vd的值表示稳定状态下的值，不包含因动作模式的切换、负载的变动、交流电源电压有效值Vs的变动等造成的过渡的变动。

[空调机和直流电源装置的动作]

图22是本实施方式的空调机的室内机、室外机、以及遥控器的正面图。

如图22所示，空调机A是所谓的室内空调器，具备室内机100、室外机200、遥控器Re、未图示的直流电源装置(参照图1)。室内机100和室外机200通过制冷剂配管300连接，通过公知的制冷剂循环对设置了室内机100的室内进行空气调节。另外，室内机100和室外机200经由通信电缆相互收发信息。并且，室外机200用配线(未图示)连接，经由室内机100供给交流电压。直流电源装置设置在室外机200，将从室内机100侧供给的交流电力变换为直流电力。

遥控器Re由用户操作，向室内机100的遥控收发部Q发送红外线信号。该红外线信号的内容是运转请求、设定温度的变更、定时器、运转模式的变更、停止请求等指令。空调机A根据这些红外线信号的指令，进行制冷模式、供暖模式、除湿模式等的空调运转。另外，室内机100从遥控收发部Q向遥控器Re发送室温信息、湿度信息、电费信息等数据。

说明安装在空调机A中的直流电源装置的动作的流程。直流电源装置进行高效率动作、基于功率因数的改善的高次谐波电流的降低、直流电压Vd的升压。另外，作为动作模式，如已上所述具备二极管整流模式、同步整流模式、高速开关模式、部分开关模式的4个动作模式。

例如，在作为负载H考虑了空调机A的逆变器、电动机的情况下，在负载小而希望重视效率的运转的情况下，使直流电源装置在同步整流模式下动作即可。

在负载大而希望升压和确保功率因数的情况下，作为直流电源装置的动作模式采用高速开关模式即可。另外，在如空调机A的额定运转时那样作为负载并不那么大但希望升压和确保功率因数的情况下，采用部分开关模式即可。此外，部分开关模式和高速开关模式可以组合二极管整流和同步整流中的任意一个。

如以上所述，在负载H是电动机、逆变器的情况下，作为表示负载的大小的参数，除了消耗功率P以外，还可以采用流过逆变器、电动机的电流、逆变器的调制率、电动机的转速、电路电流is或直流电压Vd等。

例如，如果负载的大小为阈值#1(与图21的阈值Pth1对应)以下，则使直流电源装置在同步整流模式下动作，如果负载的大小超过阈值#1而为阈值#2(与图21的阈值Pth2对应)以下，则使直流电源装置在部分开关模式(组合二极管整流和同步整流中的任意一个)下动作即可。另外，如果负载的大小超过阈值#2，则使直流电源装置在高速开关模式(组合二极管整流和同步整流中的任意一个)下动作即可。

如以上所述，直流电源装置通过切换为与空调机A的运转区域对应的最佳的动作模式，能够在进行高效动作的同时降低高次谐波电流。

在本实施方式中，说明了作为MOSFET(Q1、Q2)使用了超结MOSFET的例子。作为该MOSFET(Q1、Q2)通过使用SiC(碳化硅)－MOSFET、使用了GaN(氮化镓)的开关元件，能够实现更高效的动作。

如此通过在空调机A中具备本实施方式的直流电源装置，能够提供一种小型并且可廉价地构成的、能效(即APF)高、此外可靠性高的空调机A。即使将本实施方式的直流电源装置安装在空调机以外的设备中，也能够提供高效率、可靠性高的设备。

[变形例]

本发明并不限于上述实施方式，可进行各种变形。为了容易理解地说明本发明而例举了上述实施方式，并不限于一定具备说明的全部结构。另外，可将某实施方式的部分结构置换为其他实施方式的结构，另外还可向某实施方式的结构追加其他实施方式的结构。另外，关于各实施方式的部分结构，可进行删除或进行其他结构的追加/置换。例如，能够对上述实施方式进行的变形如以下那样。

上述实施方式的直流电源装置1可以如图23所示的直流电源装置1a那样变形。图23中的整流电路10a具有构成全波整流电路的二极管D1～D4。它们都是独立的二极管，不是寄生二极管。另外，将MOSFET(Q3、Q4)与二极管D3、D4并联连接。在本变形例中，电抗器L1也是3～6mH。根据本变形例，与上述实施方式相比，能够减小二极管整流模式的损失。

另外，直流电源装置1也可以如图24所示的直流电源装置1b那样变形。图24中的整流电路10b具有构成全波整流电路的二极管D1～D4。并且，在连接点N1、N2之间连接有构成其他的全波整流电路的二极管D5～D8，在后者的全波整流电路的输出端子连接了开关元件Q5。通过切换该开关元件Q5的导通/关断状态，能够切换连接点N1、N2的短路/释放状态。在本变形例中，电抗器L1也是3～6mH。根据本变形例，与上述实施方式相比，能够削减开关元件的个数。

另外，直流电源装置1也可以如图25所示的直流电源装置1c那样变形。在本变形例中，假设交流电源Vs的有效值为100～115V。在图25中，串联连接了平滑电容器C2、C3，其连接点与二极管D1、D2的连接点N1连接。由此，本变形例中包含的整流电路10c构成倍压整流电路。在本变形例中，电抗器L1也是3～6mH。

此外，在图23～图25中，省略的部分的结构与图1相同。

并且，使用高速trr类型的元件作为MOSFET(Q1、Q2)，具体地说，通过使用trr为300ns以下的元件，能够进行高效动作。

另外，关于MOSFET(Q1、Q2)的导通电阻，也是导通电阻越小则同步整流的效果越高。具体地说，通过使导通电阻为0.01Ω以下，能够进行高效动作。

关于上述的各结构、功能、处理部、处理单元等，例如可以用集成电路等硬件实现它们的一部分或全部。也可以通过由处理器解释并执行实现各个功能的程序，用软件来实现上述的各结构、功能等。可以将实现各功能的程序、表、文件等信息放置在存储器、硬盘等记录装置、或闪速存储卡、DVD(数字通用盘)等记录介质中。

在各实施方式中，考虑为了说明需要表示出控制线、信息线，并不限于在产品上一定表示出全部的控制线、信息线。实际上也认为将几乎全部的结构相互连接起来。

附图标记说明

1、1a、1b：直流电源装置；10、10a、10b：整流电路；14：过零判定部；H：负载；M：控制块(控制部)；P：消耗功率；C1：平滑电容器；D1～D4：二极管(第一～第四二极管)；H：负载；L1：电抗器；M：控制块(控制部)；P：消耗功率(负载对应量)；Q1、Q2：MOSFET(第一开关元件和第二开关元件)；VS：交流电源；Vd：直流电压；Vs：交流电源电压有效值(有效值)；is：电路电流(电路电流)；vs：交流电源电压(交流电压)。