直流电源装置和具备该直流电源的制冷循环应用设备的制作方法

本发明涉及直流电源装置和具备该直流电源的制冷循环应用设备。

背景技术：

以往，已知一种搭载有逆变器的电源装置，该逆变器用于驱动制冷循环应用设备所使用的压缩机电动机。在例如下述专利文献1所示的现有技术中，通过使开关元件与电源半周期同步地动作一次以上，来扩大输入电流的导通角而改善功率因数，并减少输入电流的谐波分量(例如下述专利文献1)。

专利文献1：日本特开2000－278955号公报

技术实现要素：

然而，上述专利文献1所示的现有技术存在如下问题：其以单相电源作为对象，如果在三相电源中进行使开关元件与电源半周期同步地动作一次以上的动作，则流过各相的电流成为不平衡状态，可能会造成功率因数降低以及电源谐波增加，而导致电抗器大型化及成本上升。

本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于提供一种能够实现高效率化以及成本降低的直流电源装置和具备该直流电源装置的制冷循环应用设备。

为了解决上述问题、实现发明目的，本发明提供一种直流电源装置，其将三相交流转换成直流供给到负载，包括：第一电容器和第二电容器，其串联连接在连向上述负载的输出端子间；充电部，其有选择地对上述第一电容器和上述第二电容器中的一方或双方进行充电；以及控制部，其用于控制上述充电部，其中，上述控制部，利用上述充电部的充电期间来控制上述直流电源装置的输出电压，并且利用上述充电部的以上述三相交流的基准相位为基准的充电定时来控制上述直流电源装置的功率因数和谐波电流。

根据本发明，能够获得实现高效率化以及成本降低的效果。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1涉及的直流电源装置的结构示例的图。

图2是表示图1所示的直流电源装置的开关控制状态的图。

图3是表示图1所示的直流电源装置的各动作模式的图。

图4是表示图1所示的直流电源装置的动作波形的图。

图5是表示谐波产生量标准值与导通开始相位之间的关系的图。

图6是表示功率因数与导通开始相位之间的关系的图。

图7是表示相对于直流电源装置的输出功率，谐波产生量标准值为最小的导通开始相位与功率因数为最大的导通开始相位之间的关系的图。

图8是表示图1所示的控制部的结构示例的图。

图9是表示图1所示的直流电源装置的输出功率与输入电流之间的关系的图。

图10是表示本发明的实施方式2涉及的直流电源装置的结构示例的图。

图11是表示图10所示的控制部的结构示例的图。

图12是表示图10所示的直流电源装置的动作波形的图。

图13是表示本发明的实施方式3涉及的直流电源装置的结构示例的图。

图14是表示图13所示的控制部的结构示例的图。

图15是表示本发明的实施方式4涉及的制冷循环应用设备的结构示例的图。

图16是表示图15所示的制冷循环应用设备的电动机转速与直流母线电压之间的关系的图。

符号说明

1交流电源；2整流电路；3电抗器；4a开关元件(第一开关元件)；4b开关元件(第二开关元件)；5a逆流防止元件(第一逆流防止元件)；5b逆流防止元件(第二逆流防止元件)；6a电容器(第二电容器)；6b电容器(第一电容器)；7充电部；8控制部；10负载；11过零检测部；12母线电压检测部；13、14电压检测部；20a、20b Tdl数据表；21a、21b切换部；22a、22b限幅部；23a、23b低通滤波器部；24a、24b控制部；25a、25b切换部；26a、26b限幅部；27a第一驱动信号生成部；27b第二驱动信号生成部；28a、28b、28c减法部；29加法部；30逆变器；31压缩机；32电动机；33制冷循环；100直流电源装置。

具体实施方式

以下，基于附图来详细说明本发明涉及的直流电源装置和具备该直流电源装置的制冷循环应用设备的实施方式。另外，本发明不限于该实施方式。

实施方式1

图1是表示本发明的实施方式1涉及的直流电源装置100的结构示例的图。图2是表示图1所示的直流电源装置100的开关控制状态的图。图3是表示图1所示的直流电源装置100的各动作模式的图。图4是表示图1所示的直流电源装置100的动作波形的图。图5是表示谐波产生量标准值与导通开始相位Tdl1之间的关系的图。图6是表示功率因数与导通开始相位Tdl1之间的关系的图。图7是表示相对于直流电源装置100的输出功率，谐波产生量标准值为最小的导通开始相位Tdl1与功率因数为最大的导通开始相位Tdl1之间的关系的图。图8是表示图1所示的控制部8的结构示例的图。图9是表示图1所示的直流电源装置100的输出功率与输入电流之间的关系的图。

图1所示的直流电源装置100将从交流电源1供给的三相交流转换成直流供给到负载10。负载10只要是以直流进行电力消耗的负载，就可以是任意负载。这里，作为负载10，假设是用于驱动压缩机电动机的逆变器负载，该压缩机电动机用在例如使用制冷循环的设备中，但负载10不限于此。

直流电源装置100包括：对三相交流进行整流的整流电路2、与整流电路2的输出侧连接的电抗器3、串联连接在连向负载10的输出端子间的电容器6a(第二电容器)和电容器6b(第一电容器)、有选择地对该电容器6a和电容器6b中的一方或双方进行充电的充电部7、以及控制充电部7的控制部8。整流电路2是将六个整流二极管进行全桥连接而成的三相全波整流电路。另外，在图1所示的示例中，示出了电抗器3与整流电路2的输出侧连接的示例，但也可以是与整流电路2的输入侧连接的结构。

此外，直流电源装置100包括：检测三相交流的过零点ZC的过零检测部11、以及检测电容器6a和电容器6b的两端电压即直流母线电压Vdc的母线电压检测部12。

充电部7包括：用于在电容器6b的充电和非充电之间进行切换的开关元件4a(第一开关元件)、用于在电容器6a的充电和非充电之间进行切换的开关元件4b(第二开关元件)、用于防止电容器6a的充电电荷向开关元件4a逆流的逆流防止元件5a(第一逆流防止元件)、以及用于防止电容器6b的充电电荷向开关元件4b逆流的逆流防止元件5b(第二逆流防止元件)。

由开关元件4a和开关元件4b构成的串联电路的中点与由电容器6a和电容器6b构成的串联电路的中点连接。从开关元件4a的集电极朝向电容器6a与负载10的连接点正向地连接有逆流防止元件5a，从电容器6b与负载10的连接点朝向开关元件4b的发射极正向地连接有逆流防止元件5b。

电容器6a的电容与电容器6b的电容相同。此外，作为开关元件4a和开关元件4b，例如能够使用功率晶体管、功率MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistors，绝缘栅双极性晶体管)等半导体元件。

控制部8通过对开关元件4a和开关元件4b进行导通/断开控制，来控制向负载10供给的直流电压。以下，参照图1～3来说明由该控制部8进行的开关元件4a和开关元件4b的开关控制。

图2中作为直流电源装置100的开关控制状态的一个示例示出了A～D这四个控制状态(状态A～D)。另外，在图2中省略了图1所示的各结构要素的符号。

状态A表示开关元件4a和开关元件4b双方都被控制成断开的状态。在这种状态下，对电容器6a和电容器6b进行充电。

状态B表示仅开关元件4a被控制成导通的状态。在这种状态下，仅对电容器6b进行充电。

状态C表示仅开关元件4b被控制成导通的状态。在这种状态下，仅对电容器6a进行充电。

状态D表示两个开关元件4a、4b双方都被控制成导通的短路状态。在这种状态下，对电容器6a和电容器6b双方都不进行充电。

在本实施方式中，通过在图2所示的各状态之间进行适当切换，来控制向负载10供给的直流电压。

如图3所示，作为本实施方式涉及的直流电源装置100的动作模式，包括：使开关元件4a和开关元件4b一直为断开控制状态的全波整流模式、以及对开关元件4a和开关元件4b交替地进行导通控制的升压模式。

作为升压模式，有升压模式a(倍压模式)、升压模式b、升压模式c这三种。在升压模式a下，开关元件4a和开关元件4b的导通占空比均为50％。在升压模式b下，开关元件4a和开关元件4b的导通占空比均小于50％。在升压模式c下，开关元件4a和开关元件4b的导通占空比大于50％。

在全波整流模式下，使开关元件4a和开关元件4b一直为断开控制状态。由此，由整流电路2进行全波整流后得到的电压为输出电压。

在升压模式a下，开关元件4a的断开定时与开关元件4b的导通定时几乎为同时，轮流出现图2所示的状态B和状态C。此时的输出电压为全波整流模式下的输出电压的大致两倍。另外，在实际情况下由于开关元件4a和开关元件4b同时导通时会流过短路电流，因此优选设置数μs程度的死区时间。

在升压模式b下，设置有开关元件4a和开关元件4b都被断开的同时断开期间。此时，周期性地反复进行图2所示的状态B→状态A→状态C→状态A的状态转换，此时的输出电压为全波整流模式下的输出电压与升压模式a(倍压模式)下的输出电压之间的中间电压。

在升压模式c下，设置有开关元件4a和开关元件4b中的一方被导通的期间、以及开关元件4a和开关元件4b都被导通的同时导通期间。此时，周期性地反复进行图2所示的状态D→C→D→B的状态转换，在该同时导通期间(这里是状态D的期间)，能量存储到电抗器3中。此时的输出电压为升压模式a(倍压模式)下的输出电压以上的电压。

这样，在本实施方式中，通过改变开关元件4a和开关元件4b的导通占空比，能够控制向负载10供给的直流电压。

接着，参照图1来说明本实施方式涉及的直流电源装置100的各升压模式下的电容器6a和电容器6b的充电频率。这里，电容器6a和电容器6b的充电频率表示：将电容器6a和电容器6b的作为一组的充电期间和非充电期间组合而得到的期间、即开关元件4a和开关元件4b的作为一组的导通期间和断开期间组合而得到的期间设为一个周期时，该一个周期的倒数即开关频率。另外，在以下的说明中，在以电容器6a和电容器6b为主体的表述中使用“充电频率”来进行说明，在以开关元件4a和开关元件4b为主体的表述中使用“开关频率”来进行说明。

在本实施方式涉及的直流电源装置100中，以使电容器6a和电容器6b的充电频率成为三相交流频率的3n倍(n为自然数)的方式进行控制。具体而言，直流电源装置100如图4所示那样将开关周期设为三相交流的周期T的1/3n倍，并且将开关元件4a的导通期间设为Ton1并将开关元件4b的导通期间设为Ton2而交替地进行导通控制。这样，由于进行开关控制时各相电流中出现的失真均产生在各相中的相同相位，所以能够使各相电流的波形成为相对于电源周期各错开120度的相似形状，而能够消除三相交流的各相电流的不平衡。

相对于此，在将开关频率设为三相交流频率的3n倍以外的频率时，各相电流的波形不会成为相似形状，会产生各相电流的不平衡。此外，在与三相交流频率同步地进行开关控制的情况下也同样地会产生三相交流的各相电流的不平衡。

即，在不以三相交流频率的3n倍对开关元件4a和开关元件4b进行开关而在各相中以不同的相位进行开关的情况下，会产生各相电流的不平衡，进而各相电流的失真率增大，而导致功率因数变差以及谐波电流增加。

在本实施方式中，如上述那样，以使开关元件4a和开关元件4b的开关频率即电容器6a和电容器6b的充电频率成为三相交流频率的3n倍的方式进行控制，由此能够相对于电源周期各错开120度的三相交流的各相中的同一相位对开关元件4a和开关元件4b进行开关。因此，即使在产生开关元件4a和开关元件4b的同时断开期间的升压模式b、以及产生开关元件4a和开关元件4b的同时导通期间的升压模式c下，三相交流的各相电流的波形也成为相似形状。因此，不会产生各相电流的不平衡，进而各相电流的失真率成为极小值，而能够改善功率因数并抑制谐波电流。

此外，在设n＝1，即以三相交流频率的三倍频率对开关元件4a和开关元件4b交替地进行导通控制的情况下，噪声的产生量也较少，因此能够减少对连接到同一系统的其他设备产生的影响。

此外，作为电源频率广泛使用50Hz和60Hz，在根据设置场所不同而需要区分使用的情况下，通过设置用于检测电源电压的电源电压检测部(未图示)，并使用由该电源电压检测部检测出的电源电压的过零点，能够掌握交流电源1的频率。此外，通过以50Hz和60Hz的最小公倍数即300Hz的3m倍(m为自然数)频率进行开关动作，无需掌握交流电源1的频率就能够消除各相电流的不平衡，由于不需要设置电源电压检测部，所以也有助于降低成本。

接着，说明利用充电部7的以三相交流的基准相位为基准的充电定时(导通开始相位Tdl1、导通开始相位Tdl2)来控制直流电源装置的功率因数和谐波电流的示例。另外，以下若没有特别说明，则将导通开始相位Tdl1、导通开始相位Tdl2和导通开始相位Tdl简称为“Tdl1”、“Tdl2”、“Tdl”。此外，将导通期间Ton1、导通期间Ton2和导通期间Ton简称为“Ton1”、“Ton2”、“Ton”。

图4所示的Ton1、Ton2、Tdl1、Tdl2和T/6n的关系是Ton1＝Ton2＝T/6n(开关元件4a和开关元件4b的导通占空比为50％)，并且Tdl2＝Tdl1+T/6n。在这样的条件下，针对流过三相交流各相的电流中的2次～40次谐波分量(在三相交流频率是50Hz时为100～2000Hz)，例如有谐波产生量标准值，其是相对于JIS61000-3-2限值的比例(1以下为限值以下)。

在图5中示出了谐波产生量标准值(纵轴)与Tdl1(横轴)之间的关系。图5所示的五个曲线表示与不同值的输出功率对应的谐波产生量标准值。如图示例所示，可知与各输出功率对应的谐波产生量标准值根据Tdl1的值而变化。此外，如图示例所示，使谐波产生量标准值为最小的Tdl1如箭头A所示那样根据输出功率而成为不同的值。如图示例所示，示出了输出功率越大使谐波产生量标准值为最小的Tdl1越大的趋势。另外，Tdl1的单位是角度deg，其是将T/3n定义为360deg时的角度。

通过以使谐波产生量标准值为最小为条件(由箭头A所示的Tdl1的值)进行开关动作，能够产生相对于限值的余量。因此，即使在电抗器3的电感值降低的情况下，也能够使谐波产生量为限值以下，而能够获得由电抗器3小型化带来的轻量化和降低成本的效果。

在图6中示出了功率因数(纵轴)与Tdl1(横轴)之间的关系。图6所示的五个曲线表示与不同的输出功率对应的功率因数。如图示例所示，与各输出功率对应的功率因数根据Tdl1的值而变化。但是，如箭头B所示那样，功率因数为最大的Tdl1的值不会因输出功率而不同，而是固定的值。

在图7中示出了在使输出功率(横轴)变化时谐波产生量标准值为最小的Tdl1(纵轴)、以及在使输出功率变化时功率因数为最大的Tdl1。如图示例所示，可知使谐波产生量标准值为最小的条件(由图5的箭头A表示的Tdl1)与使功率因数为最大的条件(由图6的箭头B所示的Tdl1)未必一致。但是，由于存在输出功率越小谐波产生量标准值越大的趋势(参照图5)，所以在输出功率较小时以使谐波产生量标准值为最小的方式控制Tdl1，而在输出功率较大时以使功率因数为最大的方式控制Tdl1(图6的箭头)，由此能够使大电力时流过三相交流的电流值下降。只要像这样构成直流电源装置100，就会产生相对于断路器(未图示)的容许电流的余量，而且能够增加向负载10供给的电力，例如制冷循环应用设备中能够提高制冷或制热能力。

接着，说明对开关元件4a和开关元件4b的导通期间Ton1、Ton2、以及导通开始相位Tdl1、Tdl2进行控制的结构。

图8所示的控制部8的主要结构包括Tdl数据表20a、切换部21a、限幅部22a、低通滤波器部23a、减法部28a、控制部24a、切换部25a、限幅部26a、第一驱动信号生成部27a、加法部29、限幅部22b和第二驱动信号生成部27b。

Tdl数据表20a例如是将以使谐波产生量标准值为最小或功率因数为最大的方式设定的导通定时的Tdl1与输出功率相关联地进行列表化。另外，Tdl数据表20a不限于此，也可以是例如将在输出功率较小时使谐波产生量标准值为最小并且在输出功率较大时使功率因数为最大的Tdl1与输出功率相关联。

在减法部28a中求取母线电压指令值Vdc*与直流母线电压Vdc的差值，并将该差值输入至控制部24a，控制部24a进行控制以使直流母线电压Vdc与母线电压指令值Vdc*一致。控制部24a只要是以使直流母线电压Vdc与母线电压指令值Vdc*一致的方式进行控制的单元即可，可以是任意的控制单元例如比例控制(P控制)、比例积分控制(PI控制)、比例积分微分控制(PID控制)等。

例如将图7所示的输出功率作为参照信号S输入至Tdl数据表20a。从控制部8的外部直接输入的Tdl和从Tdl数据表20a输出的Tdl输入至切换部21a。直接输入的Tdl是相当于上述的使谐波产生量标准值为最小的Tdl1或使功率因数为最大的Tdl1的信号，通过Tdl数据表20a以外的任意单元输入都可以，例如是反馈控制系统(未图示)等。使用直接输入的Tdl，就不需要Tdl数据表20a，因此能够以简单的结构控制开关元件4a和开关元件4b。另一方面，由于反馈控制系统因噪声等的影响而有可能引起不稳定的动作，所以通过使用从Tdl数据表20a输出的Tdl，从而能够有效地抑制功率因数降低以及电源谐波增加。

以下，说明控制部8的动作。在将参照信号S输入至Tdl数据表20a的情况下，Tdl数据表20a输出与该参照信号S对应的Tdl，并将该Tdl输入至切换部21a。

来自Tdl数据表20a的Tdl和从外部直接输入的Tdl被输入至切换部21a，在切换部21a中，例如通过用户操作等选择一个Tdl，并将所选的Tdl输入至限幅部22a和加法部29。输入至限幅部22a的Tdl被限制其上限值及下限值，限制了上限值及下限值的Tdl作为Tdl1被输入至开关元件4a的驱动信号生成部(第一驱动信号生成部27a)。

此外，输入至加法部29的Tdl与1/6n的相位相加，加上1/6n的相位而得到的Tdl被输入至限幅部22b，输入至限幅部22b的Tdl被限制其上限值及下限值，限制了上限值及下限值的Tdl作为Tdl2被输入至开关元件4b的驱动信号生成部(第二驱动信号生成部27b)。

输入至低通滤波器部23a的直流母线电压Vdc的高频分量被去除，在减法部28a中求取被去除了高频分量的直流母线电压Vdc与母线电压指令值Vdc*的差值，该差值由控制部24a进行控制。

控制部24a的控制结果和从外部直接输入的导通期间Ton被输入至切换部25a，输入至切换部25a的这些信号例如通过用户操作等进行选择，所选的信号作为Ton被输入至限幅部26a，输入至限幅部26a的Ton被限制其上限值及下限值，并作为Ton1和Ton2被输出。

Tdl1、Ton1和过零点ZC被输入至第一驱动信号生成部27a，第一驱动信号生成部27a输出例如如图4所示的开关元件4a的驱动信号SW1。此外，Tdl2、Ton2和过零点ZC被输入至第二驱动信号生成部27b，第二驱动信号生成部27b输出例如如图4所示的开关元件4b的驱动信号SW2。

例如控制部8生成以图4所示的电源电压Vrs的过零点ZC为基准使开关元件4a的导通定时延迟规定相位角(导通开始相位Tdl1)之后使开关元件4a在导通期间Ton1导通的驱动信号SW1，并且生成以过零点ZC为基准使开关元件4b的导通定时延迟规定相位角(导通开始相位Tdl2)之后使开关元件4b在导通期间Ton2导通的驱动信号SW2。

另外，作为导通开始相位Tdl1、Tdl2的基准的电压不限于过零点ZC的电压，可以是过零点ZC以外的任意时刻的电源电压的值。

另外，在本实施方式中，作为一个示例，使用直流电源装置100的输出功率来作为参照信号S，但是参照信号S不限于输出功率。也可以使用直流母线电压Vdc和由母线电流检测部(未图示)检测出的母线电流中的一方或双方来作为参照信号S，以替代输出功率。作为其他示例，也可以使用由用于检测三相交流的输入侧电压值(输入电流)的电压检测部(未图示)检测出的电压、以及由用于检测三相交流的输入侧电流值的电流检测部(未图示)检测出的电流中的一方或双方来作为参照信号S。输入电流和输出功率具有如图9所示的关系，因此通过采用仅检测输入电流的结构，能够期待由削减检测部所带来的成本降低的效果。在这种情况下，在Tdl数据表20a中将Tdl1与输入电流相关联。

如以上所说明的那样，本实施方式涉及的直流电源装置100是将三相交流转换成直流供给到负载10的直流电源装置，其包括：电容器6b(第一电容器)和电容器6a(第二电容器)，其串联连接在连向负载10的输出端子间；充电部7，其有选择地对电容器6b和电容器6a中的一方或双方进行充电；以及控制部8，其用于控制充电部7，其中，控制部8利用充电部7的充电期间(Ton1、Ton2)来控制直流电源装置100的输出电压，并且利用充电部7的以三相交流的基准相位(例如电源电压Vrs的相位)为基准的充电定时(Tdl1、Tdl2)来控制直流电源装置100的功率因数和谐波电流。采用这样的结构，由于对开关元件4a的导通期间Ton1和开关元件4b的导通期间Ton2进行控制以与母线电压指令值Vdc*一致，所以能够实现直流母线电压Vdc的稳定化。

此外，能够改变开关元件4a的导通开始相位Tdl1和开关元件4b的导通开始相位Tdl2以使由母线电压检测部12检测出的输出电压(直流母线电压Vdc)恒定，从而能够实现使取决于导通期间Ton1及导通期间Ton2的直流母线电压Vdc稳定化。此外，能够对取决于导通开始相位Tdl1及导通开始相位Tdl2的功率因数和谐波电流进行独立控制。

此外，控制部8进行控制以使Ton1与Ton2为相等的值(Ton1＝Ton2)，Tdl2为Tdl1与1/6n相加所得到的值(Tdl1+1/6n＝Tdl2)，由此能够减轻运算负荷，因而能够使用廉价的微机(微型计算机)进行控制，而能够构成廉价的直流电源装置100。

此外，能够通过本实施方式的直流电源装置100进行从升压模式a～升压模式c的动作，因此能够输出比通常高的电压。由此，假设负载10为额定功率负载，则电压翻倍时电流变成一半。由此，流过负载10的电流减小，因此能够实现设备的效率化。

实施方式2

图10是表示本发明的实施方式2涉及的直流电源装置100的结构示例的图。图11是表示图10所示的控制部8的结构示例的图。图12是表示图10所示的直流电源装置100的动作波形的图。与实施方式1的不同之处在于：在图10所示的直流电源装置100中追加了用于检测施加于电容器6a的电压Vp的电压检测部13和用于检测电容器6b的电压Vn的电压检测部14、以及控制部8的结构。以下，对与实施方式1相同或类似的部分标注相同或类似的符号并省略其说明，这里仅说明不同的部分。

图11所示的控制部8的主要结构包括Tdl数据表20a、切换部21a、限幅部22a、低通滤波器部23a、减法部28a、控制部24a、切换部25a、限幅部26a、第一驱动信号生成部27a、Tdl数据表20b、切换部21b、限幅部22b、低通滤波器部23b、减法部28b、控制部24b、切换部25b、限幅部26b和第二驱动信号生成部27b。

Tdl数据表20b是，将上述的Tdl1与1/6n的相位相加所得到的Tdl2与输出功率相关联地进行列表化。另外，Tdl数据表20b不限于此，例如在使用三相交流的输入电流作为参照信号S的情况下，在Tdl数据表20b中将Tdl1与输入电流相关联。

从控制部8的外部直接输入的Tdl和从Tdl数据表20b输出的Tdl输入至切换部21b。直接输入的Tdl是相当于Tdl2的信号，该Tdl2是使上述的谐波产生量标准值为最小的Tdl1或使功率因数为最大的Tdl1与1/6n的相位相加所得到的，通过Tdl数据表20b以外的任意单元输入都可以，例如是反馈控制系统(未图示)等。使用直接输入的Tdl，就不需要Tdl数据表20b，因此能够以简单的结构控制开关元件4a和开关元件4b。另一方面，由于反馈控制系统因噪声等的影响而有可能引起不稳定的动作，所以通过使用从Tdl数据表20b输出的Tdl，从而能够有效地抑制功率因数降低以及电源谐波增加。

在减法部28a中求取电容器6b的电压指令Vn*与电压检测部14的输出(Vn)的差值，并将该差值输入至控制部24a，控制部24a进行控制以使该输出(Vn)与电压指令Vn*一致。控制部24a只要是以使输出(Vn)与电压指令Vn*一致的方式进行控制的单元即可，可以是任意的控制单元例如比例控制(P控制)、比例积分控制(PI控制)、比例积分微分控制(PID控制)等。

在减法部28b中求取电容器6a的电压指令Vp*与电压检测部13的输出(Vp)的差值，并将该差值输入至控制部24b，控制部24b进行控制以使输出(Vp)与电压指令Vp*一致。控制部24b只要是以使输出(Vp)与电压指令Vp*一致的方式进行控制的单元即可，可以是任意的控制单元例如比例控制(P控制)、比例积分控制(PI控制)、比例积分微分控制(PID控制)等。

以下，说明图11所示的控制部8的动作。在将参照信号S输入至Tdl数据表20a的情况下，Tdl数据表20a输出与该参照信号S对应的Tdl，并将该Tdl输入至切换部21a。

来自Tdl数据表20a的Tdl和从外部直接输入的Tdl被输入至切换部21a，在切换部21a中，例如通过用户操作等选择一个Tdl，并将所选的Tdl输入至限幅部22a。输入至限幅部22a的Tdl被限制其上限值及下限值，限制了上限值及下限值的Tdl作为Tdl1被输入至第一驱动信号生成部27a。

电压检测部14的输出(Vn)由低通滤波器部23a去除高频分量，在减法部28a中求取被去除了高频分量的输出(Vn)与电压指令Vn*的差值，该差值由控制部24a进行控制。

控制部24a的控制结果和从外部直接输入的导通期间Ton被输入至切换部25a，输入至切换部25a的这些信号例如通过用户操作等进行选择，所选的信号作为Ton被输入至限幅部26a，输入至限幅部26a的Ton被限制其上限值及下限值，并作为Ton1被输入至第一驱动信号生成部27a。

来自Tdl数据表20b的Tdl和从外部直接输入的Tdl被输入至切换部21b，在切换部21b中，例如通过用户操作等选择一个Tdl，并将所选的Tdl输入至限幅部22b。输入至限幅部22b的Tdl被限制其上限值及下限值，限制了上限值及下限值的Tdl作为Tdl2被输入至第二驱动信号生成部27b。

电压检测部13的输出(Vp)由低通滤波器部23b去除高频分量，在减法部28b中，求取被去除了高频分量的输出(Vp)与电压指令Vp*的差值，该差值由控制部24b进行控制。

控制部24b的控制结果和从外部直接输入的导通期间Ton被输入至切换部25b，输入至切换部25b的这些信号例如通过用户操作等进行选择，所选的信号作为Ton被输入至限幅部26b，输入至限幅部26b的Ton被限制其上限值及下限值，并作为Ton2被输入至第二驱动信号生成部27b。

Tdl1、Ton1和过零点ZC被输入至第一驱动信号生成部27a，第一驱动信号生成部27a输出例如如图4所示的开关元件4a的驱动信号SW1。此外，Tdl2、Ton2和过零点ZC被输入至第二驱动信号生成部27b，第二驱动信号生成部27b输出例如如图4所示的开关元件4b的驱动信号SW2。

如以上所说明的那样，本实施方式涉及的直流电源装置100的控制部8构成为分别独立地控制导通期间(Ton1、Ton2)和导通开始相位(Tdl1、Tdl2)。采用这样的结构，能够独立地控制驱动信号SW1和驱动信号SW2，例如即使在电容器6a的静电电容与电容器6b的静电电容之间存在差异的情况下，也能够独立地控制电容器6a的电压Vp和电容器6b的电压Vn。通过这样的控制，能够消除电压Vp和电压Vn的不平衡，防止电压集中于一个电容器，从而能够使用耐压较低的电容器，有助于降低成本。另外，通常分别与电容器6a和电容器6b并联地连接用于防止不平衡的电阻(未图示)，但是在本实施方式的控制部8中，由于独立地控制驱动信号SW1和驱动信号SW2来以补偿不平衡，所以不需要电阻，不仅有助于进一步降低成本，而且不会有因电阻的电压降低所造成的损耗，因此也能够有助于高效率化。

实施方式3

图13是表示本发明的实施方式3涉及的直流电源装置100的结构示例的图。图14是表示图13所示的控制部8的结构示例的图。与实施方式2的不同之处在于，使用母线电压检测部12来替代电压检测部13，而控制部8分别独立地控制导通期间(Ton1、Ton2)和导通开始相位(Tdl1、Tdl2)。以下，对与实施方式2相同或类似的部分标注相同或类似的符号并省略其说明，这里仅说明不同的部分。

除了图11所示的控制部8的各结构要素以外，图14所示的控制部8还具备减法部28c。电压检测部14的输出(Vn)和直流母线电压Vdc输入至减法部28c，在减法部28c中求取其差值(Vp)。即，实施方式3的控制部8通过从直流母线电压Vdc减去电压Vn，能够推测出电容器6a的电压Vp，第二驱动信号生成部27b使用该电压Vp能够生成驱动信号SW2。其他的结构要素与实施方式2的控制部8相同，因此省略说明。这样，使用电压检测部14和母线电压检测部12的结构也能够获得与实施方式2相同的效果。另外，在实施方式3中，是使用电压检测部14和母线电压检测部12来推测电容器6a的电压Vp的，但是也可以使用电压检测部13和母线电压检测部12来推测电容器6b的电压Vn。

实施方式4

图15是表示本发明的实施方式4涉及的制冷循环应用设备的结构示例的图。图16是表示图15所示的制冷循环应用设备的电动机转速与直流母线电压Vdc之间的关系的图。在本实施方式中，对使用实施方式1的直流电源装置100的制冷循环应用设备进行说明。作为使用实施方式1的直流电源装置100的制冷循环应用设备，设想有例如空调机、热泵热水器、冰箱和制冷机等，图15中作为直流电源装置100的负载10的一个示例示出了制冷空调装置。该制冷空调装置具有逆变器30、压缩机31、电动机32、以及制冷循环33。另外，在本实施方式中，对应用了实施方式1的直流电源装置100的制冷循环应用设备的结构示例进行说明，但是也可以使用实施方式2或3的直流电源装置100来替代实施方式1的直流电源装置100。

逆变器30根据从直流电源装置100供给的直流母线电压Vdc的中性点电压(Vdc/2)来进行动作，以可变速度、可变电压来驱动内置于压缩机31的电动机32。通过驱动电动机32，在压缩机31内制冷循环33内的制冷剂被压缩，通过使制冷循环33动作来进行制冷或制热等所需的动作。这样构成的制冷循环应用设备，能够具有由实施方式1～3涉及的直流电源装置100带来的效果。

即，利用Ton1来控制开关元件4a，利用Ton2来控制开关元件4b，由此直流母线电压Vdc被控制成为恒定值，再将直流母线电压Vdc供给到负载10，由此能够实现负载10的稳定动作。此外，通过控制开关元件4a的导通开始相位Tdl1和开关元件4b的导通开始相位Tdl2，能够降低谐波产生量标准值，使谐波产生量为限值以下，从而能够实现电抗器3的小型轻量化。此外，进行控制来实现高功率因数，由此能够降低同一负载时的输入电流，并且能够提高向负载10供给的电力。因此，能够相对地提高制冷或制热的能力。

此外，根据本实施方式涉及的制冷循环应用设备，还能够获得以下效果。通常，在与目标温度之间的差距较大的情况下，制冷空调装置以提高能力来迅速地接近目标温度的方式进行动作。此时，逆变器30通过提高电动机32的转速来增加由压缩机31进行压缩的制冷剂量，从而提高能力。电动机32的驱动所需要的电压值如图16所示那样与电动机32的转速成比例地增加，在电动机32的感应电压较低的情况下为如电动机电压Vm1(图中的虚线)那样的特性，在电动机32的感应电压较高的情况下为如电动机电压Vm2(图中的点划线)那样的特性。在使用感应电压较高的电动机32的情况下，能够与从逆变器30供给的电压的增加相应地以较小的电流驱动电动机32。因此，逆变器30的损耗减小，能够进行高效率的运转。

但是，在以全波整流模式动作的情况下，由于直流母线电压Vdc较低，所以能够进行高效率运转的最大转速的上限值为N1。在其以上的转速时，虽然能够通过使用弱磁控制来进行运转，但由于电流增加而效率变差。

在实施方式1～3的直流电源装置100中，与电动机32的转速上升对应地，在到转速N1为止的区间切换为全波整流模式，在从转速N1到转速N2的区间切换为升压模式b，在转速N2时切换为升压模式a(倍压模式)，在转速N2以上的区间切换为升压模式c，由此能够提升直流母线电压Vdc。因此，能够高效率且高速地驱动电动机32。此外，在转速N1以上的区间，以在与Vm2大致相等的值的直流母线电压Vdc进行动作，由此逆变器30以调制系数较高的状态进行动作，因而PWM的开关脉冲数减少。因此，能够降低逆变器30的开关损耗，减少电动机32的高频铁损，从而实现高效率化。此外，通过以升压模式c进行动作，能够输出比升压模式a(倍压模式)更高的电压。因此，能够通过因电动机32的高匝数化产生的感应电压的增加来实现高效率化。

此外，在直流电源装置100中，以使直流母线电压Vdc与母线电压指令值Vdc*一致的方式控制开关元件4a和开关元件4b。因此，根据电动机32的转速以及负载10的功率来改变母线电压指令值Vdc*，由此能够以适合于负载10的最佳直流母线电压Vdc进行动作，能够降低逆变器30的损耗。

在利用三相电源的情况下，将开关元件4a和开关元件4b的开关频率在全波整流模式和升压模式a时设为电源频率的三倍频率，在升压模式b和升压模式c时设为电源频率50Hz和60Hz的最小公倍数的三倍频率(900Hz等)，由此能够将开关频率的上升抑制在最小限度，并且避免过电流切断而以最大效率进行动作。

此外，近年来，虽然从使用钕(Nd)或镝(Dy)等高价且难以稳定供给的稀土类磁铁的电动机转向不使用稀土类磁铁的电动机的研究有所进展，但是存在效率下降以及耐退磁力下降的问题。在实施方式1～3的直流电源装置100中，如上述那样能够通过基于升压的高匝数化来补偿效率下降，此外，对于耐退磁力的下降，能够通过升压来抑制弱磁控制，从而能够使用可稳定供给且廉价的电动机。

此外，作为向实施方式1～3的直流电源装置100供给的交流电源1的电源电压，存在200V/400V等各种电压。因此，如果根据每个销售地的各种电源状况来设计电动机32，则电动机规格会有多种，电动机32的评估负担以及开发负担増大。实施方式1～3的直流电源装置100，例如在三相交流电源电压为200V的情况下以升压模式a(倍压模式)进行动作，在三相交流电源电压为400V的情况下以全波整流模式进行动作，由此直流母线电压Vdc在三相交流电源电压为200V的情况下和三相交流电源电压为400V的情况下都为相同的值，能够以相同的电动机规格进行驱动。此外，在三相交流电源电压为400V的情况下以全波整流模式进行动作时，如果电源电压变动则直流母线电压Vdc也变动，但是例如在以全波整流模式进行动作时直流母线电压Vdc低于预期值的情况下，只要使用升压模式b来使直流母线电压Vdc升压就能够减少因电源电压变动所产生的影响，能够使逆变器20以恒定电压进行动作。如果在从升压模式a切换至升压模式b时改变开关频率，则在相互转换的区间进行开关频率改变，因此动作有可能变得不稳定。在这种情况下，通过设置磁滞或者使频率线性地变化(例如150Hz～900Hz线性地增加)，能够消除不稳定。

而且，在交流电源1是三相交流电源的情况下，在各升压模式中，以由电源电压检测部检测出的三相交流频率的3n倍对开关元件4a和开关元件4b交替地进行导通控制，由此三相交流的各相电流的波形成为相似形状。因此，不会产生各相电流的不平衡，而且各相电流的失真率为极小值，能够改善功率因数并抑制谐波电流。

如以上说明的那样，根据本实施方式涉及的制冷循环应用设备，能够具有由实施方式1～3的直流电源装置100带来的效果。

此外，与电动机32的转速上升对应地，切换成全波整流模式、升压模式b、升压模式a(倍压模式)、升压模式c，由此能够高效率且高速地驱动电动机32。

此外，由于能够通过因电动机32的高匝数化产生的感应电压的增加来实现高效率化，因此能够使用可稳定供给且廉价的电动机32。

此外，不改变电动机规格就能够对应不同的电源电压，因此能够减轻电动机32的评估负担以及开发负担。

此外，在供给三相交流电源的情况下，在各升压模式中，以基于电源电压检测部的检测结果所得到的三相交流频率的3n倍进行开关，由此三相交流的各相电流的波形成为相似形状，不会产生各相电流的不平衡，并且各相电流的失真率成为极小值，能够改善功率因数并抑制谐波电流。

另外，在上述的实施方式中，作为构成充电部7的开关元件及逆流防止元件，通常主流地使用以硅(Si：silicon)为材料的Si基半导体，但是也可以使用以碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)或金刚石作为材料的宽禁带(WBG)半导体。即，构成充电部7的开关元件4a、开关元件4b、逆流防止元件5a和逆流防止元件5b中的至少一个可以由宽禁带半导体形成。

由这样的WBG半导体形成的开关元件及逆流防止元件的耐电压性较高，且容许电流密度也较高。因此，能够实现开关元件及逆流防止元件的小型化，通过使用这些小型化的开关元件及逆流防止元件，能够实现使用这些元件构成的直流电源装置100的小型化。

此外，由这样的WBG半导体形成的开关元件及逆流防止元件的耐热性也较高。因此，能够实现散热器的散热片的小型化、以及水冷部换成气冷部，所以能够使直流电源装置100进一步小型化。

而且，由这样的WBG半导体形成的开关元件及逆流防止元件的电力损耗较低。因此，能够实现开关元件及逆流防止元件的高效率化，进而能够实现直流电源装置100的高效率化。

另外，优选开关元件及逆流防止元件双方由WBG半导体形成，但是也可以是任一方元件由WBG半导体形成，也能够获得上述的效果。

此外，在上述的实施方式中，作为开关元件列举了，例如功率晶体管、功率MOSFET、IGBT，不过，使用作为高效率开关元件而公知的超级结构造的MOSFET、绝缘栅半导体装置、双极性晶体管等也能够获得同样的效果。

此外，控制部能够由CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)或DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)、微机(微型计算机)的离散系统构成，但是除此以外，也可以由模拟电路或数字电路等的电路元件等构成。

另外，以上的实施方式所示的结构仅是本发明的结构的一个示例，当然也能够与其他公知技术组合，并且也能够在不脱离本发明要旨的范围内省略一部分等进行变更而构成。

如上所述，本发明能够适用于直流电源装置，特别是作为能够实现高效率化以及成本降低的发明是有效的。