实现负载软切换的ECPT系统及其参数设计方法与流程

本发明涉及电场耦合无线电能传输
技术领域：
，具体涉及一种实现负载软切换的ECPT系统及其参数设计方法。
背景技术：
：无线电能传输(WirelessPowerTransfer,WPT)技术借助磁场、电场、激光、微波等软介质实现电能从电源系统到用电设备的无电气接触传输，彻底摆脱了导体连接的束缚，从而具有便捷、灵活、安全、可靠等优点。其中，基于电场耦合的电能传输方式具有电能耦合机构简易轻薄，形状不受限制，在工作状态中，电场耦合机构的绝大部分电通量分布于电极之间，对周围环境的电磁干扰很小，当电场耦合机构之间或周围存在金属导体时，不会引起导体产生涡流损耗等特点。因此，越来越多的专家学者围绕电场耦合无线电能传输技术展开研究。其可以为厨房电器和消费电子等中小功率设备供电，在大功率设备充/供电研究方面，例如电动汽车充/供电领域，也有相关报道。在可移动负载设备(电动汽车、厨房电器及消费电子等)充/供电应用中，二次侧的负载随同二次侧的极板经常会从供电系统中移除-投入(以下简称为“负载移除-投入”)。通过仿真分析发现，目前提出的电场耦合无线电能传输系统(Electric-fieldCoupledPowerTransfer,ECPT)拓扑在二次侧负载移除后普遍会对逆变器开关管造成过大的电压或者电流冲击，甚至会损坏开关管。另一方面，在实际应用中，出于经济性、可靠性和安全性的考虑，系统在负载移除后应该处于低功耗运行状态。技术实现要素：本申请通过提供一种实现负载软切换的ECPT系统及其参数设计方法，以解决负载随机移除-投入对逆变器开关管造成过大的电压或者电流冲击，甚至会损坏逆变器开关管的问题，同时使系统在负载投入后能够高效稳定地为负载提供需要的功率；当负载移除后，系统工作在低功耗状态。为解决上述技术问题，本申请采用以下技术方案予以实现：一种实现负载软切换的ECPT系统，包括供电电源Udc、全桥型谐振变换器、谐振电感L1、谐振电感L2、谐振电容C1、由两对耦合极板构成的电场耦合机构、全桥式整流器、滤波电容Cf以及负载RL，其中，所述供电电源Udc与所述全桥型谐振变换器连接，提供直流电给所述全桥型谐振变换器；所述谐振电感L2和谐振电容C1并联，所述谐振电感L1的一端连接所述全桥型谐振变换器的第一输出端，所述谐振电感L1的另一端连接谐振电感L2和谐振电容C1的一个并联节点，谐振电感L2和谐振电容C1的另一个并联节点连接所述全桥型谐振变换器的第二输出端，在谐振电感L2的两端各自连接有一块发射极板，在所述全桥式整流器的两个输入端各自连接一块接收极板，发射极板与接收极板一一对应耦合实现电能无线传输，所述全桥式整流器的两个输出端依次与滤波电容Cf以及负载RL相连。作为一种优选的技术方案，谐振电感L1与谐振电感L2的电感值相等，谐振电容C1与电场耦合机构的等效电容Cs的电容值相等。一种实现负载软切换的ECPT系统的参数设计方法，包括如下步骤：S1：按权利要求1所述的电路拓扑构建一种实现负载软切换的ECPT系统；S2：设定系统参数Udc和RL，其中，Udc为供电电源电压，RL为负载电阻；S3：设定初始参数f和Cs，其中，f为系统的运行频率，Cs为电场耦合机构的等效电容；S4：计算系统主要参数L1、L2和C1；S5：计算输入电流的总谐波畸变率THDi；S6：判断总谐波畸变率THDi是否小于设定的总谐波畸变率阈值，如果是，则进入步骤S7，否则跳转至步骤S3；S7：给出满足负载软切换要求的系统参数L1、L2、C1、f和Cs。为了简化系统设计，确保LCL谐振网络运行在零相角(ZPA)的输入状态，进一步地，步骤S4中谐振电感L1与谐振电感L2的电感值相等，即式中，ω为系统的工作角频率；谐振电容C1的电容值与步骤S3中设定的电场耦合机构的等效电容Cs的电容值相等，即C1＝Cs。作为一种优选的技术方案，步骤S4中L1＝L2，C1＝Cs。进一步地，步骤S5中总谐波畸变率式中，I1为输入电流的基波分量的有效值，In为输入电流的奇次谐波分量的有效值。作为一种优选的技术方案，步骤S6中总谐波畸变率阈值为5％。与现有技术相比，本申请提供的技术方案，具有的技术效果或优点是：该种实现负载软切换的无线电能传输系统及其参数设计方法保证了负载在任意时刻的移除-投入都不会对逆变器开关管造成明显的电压电流过冲，使得系统能够稳定可靠地运行。当负载投入后，系统能够高效稳定地为负载提供需要的功率；当负载移除后，系统工作在低功耗状态。附图说明图1为典型的LCL谐振网络；图2为本发明实现负载软切换的ECPT系统拓扑；图3为本发明的ECPT系统等效电路图；图4为阻抗变换图；图5为Ls随L2的变化曲线图；图6为Rs随L2的变化曲线图；图7为简化后的ECPT系统等效电路图；图8为空载时的ECPT系统等效电路图；图9为Rs随Req的变化曲线图；图10为方波电压源输入下LCL谐振网络输入电流的THDi随Rs的变化曲线图；图11为3次谐波作用下LCL谐振网络的阻抗随Rs的变化曲线图；图12为5次谐波作用下LCL谐振网络的阻抗随Rs的变化曲线图；图13(a)为负载投入时最终简化的ECPT系统等效电路图；图13(b)为负载移除时最终简化的ECPT系统等效电路图；图14为本发明的参数设计方法流程图；图15为逆变输出电压和输出电流的仿真波形图；图16为一种现有技术中ECPT系统负载移除时开关管电流瞬态响应仿真波形图；图17为本发明的ECPT系统负载移除时开关管电流瞬态响应仿真波形图；图18为本发明的ECPT系统负载移除-投入时开关管电流瞬态响应仿真波形图；图19为逆变输出电压和输出电流的实验波形图；图20为负载移除时开关管电流瞬态响应实验波形图；图21为负载移除-投入时开关管电流瞬态响应实验波形图。具体实施方式本申请实施例通过提供一种实现负载软切换的ECPT系统及其参数设计方法，以解决负载随机移除-投入对逆变器开关管造成过大的电压或者电流冲击，甚至会损坏逆变器开关管的问题，同时使系统在负载投入后能够高效稳定地为负载提供需要的功率；当负载移除后，系统工作在低功耗状态。。为了更好地理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式，对上述技术方案进行详细的说明。实施例一种实现负载软切换的ECPT系统，包括供电电源Udc、全桥型谐振变换器、谐振电感L1、谐振电感L2、谐振电容C1、由两对耦合极板构成的电场耦合机构、全桥式整流器、滤波电容Cf以及负载RL，其中，所述供电电源Udc与所述全桥型谐振变换器连接，提供直流电给所述全桥型谐振变换器；所述谐振电感L2和谐振电容C1并联，所述谐振电感L1的一端连接所述全桥型谐振变换器的第一输出端，所述谐振电感L1的另一端连接谐振电感L2和谐振电容C1的一个并联节点，谐振电感L2和谐振电容C1的另一个并联节点连接所述全桥型谐振变换器的第二输出端，在谐振电感L2的两端各自连接有一块发射极板，在所述全桥式整流器的两个输入端各自连接一块接收极板，发射极板与接收极板一一对应耦合实现电能无线传输，所述全桥式整流器的两个输出端依次与滤波电容Cf以及负载RL相连。一种实现负载软切换的ECPT系统的参数设计方法，包括如下步骤：S1：按权利要求1所述的电路拓扑构建一种实现负载软切换的ECPT系统；S2：设定系统参数Udc和RL，其中，Udc为供电电源电压，RL为负载电阻；S3：设定初始参数f和Cs，其中，f为系统的运行频率，Cs为电场耦合机构的等效电容；S4：计算系统主要参数L1、L2和C1；S5：计算输入电流的总谐波畸变率THDi；S6：判断总谐波畸变率THDi是否小于设定的总谐波畸变率阈值，如果是，则进入步骤S7，否则跳转至步骤S3；S7：给出满足负载软切换要求的系统参数L1、L2、C1、f和Cs。本发明的ECPT系统实现负载软切换的参数设计方法的设计原理如下：在现有技术中，通过恰当的参数设计，LCL谐振网络便具有良好的谐波抑制能力和阻抗变换功能，图1为典型的LCL谐振网络。忽略电路中无功元件的损耗，可以得到以下关系式：其中，Zin、ω、ω0、ωn、Q、λ分别表示LCL谐振网络的输入阻抗、工作角频率、谐振角频率、归一化角频率、负载品质因数和电感比，且输出电流的有效值表达式为：负载电流相对于输入电流的增益为：LCL谐振网络的特性取决于归一化角频率ωn与电感比λ的不同组合。当ωn＝1时，联立式(1)，(3)和(4)可得：当λ＝1时，式(5)可简化为：由式(6)可知，当ωn＝1，λ＝1时，LCL谐振网络运行在零相角ZPA输入状态，功率因数较高。此外，LCL谐振网络的输入阻抗与负载电阻成反比的关系，可根据负载电阻的大小将输入阻抗放大或者缩小。本发明提出的F型电场耦合无线电能传输系统拓扑，如图2所示，包括供电电源Udc、全桥型谐振变换器(由S1、S2、S3、S4组成)、谐振电感L1、谐振电感L2、谐振电容C1、由两对耦合极板构成的电场耦合机构(为其等效电容值)、全桥式整流器(由D1、D2、D3、D4组成)、滤波电容Cf以及负载RL，其中，所述谐振电感L2和谐振电容C1并联，所述谐振电感L1的一端连接所述全桥型谐振变换器的第一输出端，所述谐振电感L1的另一端连接谐振电感L2和谐振电容C1的一个并联节点，谐振电感L2和谐振电容C1的另一个并联节点连接所述全桥型谐振变换器的第二输出端。发射单元中的谐振电感L1、谐振电感L2、谐振电容C1组成了F型的补偿结构。与主电路相连的两块耦合极板为发射极板，发射极板与主电路构成电能发射单元；剩余两块耦合极板同全桥式整流器、滤波电容Cf和负载电阻RL一起构成了拾取单元(二次侧)。在实际应用中，拾取单元通常为一个不可分离的整体，因而本发明中的负载电阻RL移除等效为拾取单元移除。图3为ECPT系统的等效电路，其中逆变器输出等效为一个方波电压源uin，CS表示电场耦合机构的等效电容值Cs＝Cs1Cs2/(Cs1+Cs2)，Req表示负载电阻RL与全桥式整流器的等效电阻值Req＝8RL/π2。本发明的ECPT系统是基于LCL谐振网络的特性提出的。其中，电感L1具有多重功能，一个最主要的功能便是在负载移除时抑制回路的电流尖峰。由于阻抗变换和LCL谐振网络的共同作用，从输入侧看过去的整个电路的总阻抗为纯阻性。为简化稳态时的分析，采用基波近似的方法建立系统的模型。如图3所示，NT是一个由L2、CS和Req组成的电路网络，图4再现了NT网络，基于电路理论，其可等效为由Ls和Rs组成的另一个电路网络。这样，本发明所提出的ECPT系统在负载投入后便具有LCL谐振网络的电路形式。因而，图5和图6分别给出了等效电感Ls和等效电阻Rs随谐振电感L2的变化曲线。由图5和图6可知，当Ls＝L2时，Rs接近其最大值，即：ω2L2CS＝1(10)简化后的ECPT系统电路如图7所示，由图7可知，化简后的电路与LCL谐振网络具有相同的电路形式。当负载移除后，即：空载，此时系统的等效电路如图8所示。如果考虑电感元件的等效串联电阻，图8所示的电路同样与LCL网络具有相同的电路形式。这样，在负载移除前后，系统具有相同的电路形式。由式(1)-(6)可知，为了实现零相角，LCL谐振网络的两个电感值必须相等，因而，当负载投入后有：Ls＝L1(11)根据式(8)、(9)、(10)可知，当L2和Cs谐振时，即ω2L2CS＝1，可得：Ls＝L2(12)RS与Req的关系如图9所示。由于典型的电场耦合机构的等效电容值通常为数百皮法，ECPT系统的运行频率通常在数百千赫兹到兆赫兹。由图9可知，当Req的阻值小于100欧姆时，RS的值是Req的数十倍。这个特性有利于LCL网络抑制方波电压源作为输入时逆变输出电流的谐波。总谐波畸变率THDi定义为：式中，I1为输入电流的基波分量的有效值，In为输入电流的奇次谐波分量的有效值。方波电压源输入下LCL网络输入电流的THDi随RS的变化曲线如图10所示。根据LCL网络的特性可知，当二次侧负载移除后，其输入电流的THDi不可忽略。使用傅里叶三角级数公式将其输入电压展开，即式中，Udc为输入电压的幅值。根据式(1)，分别得到LCL网络在3次谐波和5次谐波作用下其阻抗随RS的变化曲线，如图11和图12所示。由图可知，无论RS如何变化，3次谐波和5次谐波下的阻抗都为上千欧姆。随着谐波阶数增大，其系数减小，阻抗逐渐变大。根据叠加原理，只要Udc为数十伏，总的谐波电流的有效值便小于0.01A，可以忽略不计。只考虑输入方波电压源的基波成分，当ω2L2CS＝1时，根据ZPA可得Ls＝L2＝L1，由式(1)-(6)可得：C1＝Cs(16)将式(9)代入(6)得到：Zin＝Req(17)因而，可得最终化简的ECPT系统等效电路如图13(a)、13(b)所示，其中Rinf表示电阻趋于无穷大。图13(a)为负载投入时最终简化的ECPT系统等效电路图，当负载投入时，ECPT系统可等效为一个正弦电压源串联一个电阻；图13(b)为负载移除时最终简化的ECPT系统等效电路图，当负载移除时，ECPT系统等效为开路。因而，本发明提出的ECPT系统无需任何额外的检测和控制即可实现当负载投入时，为负载输送电能；当负载移除后，工作在低功耗状态。值得注意的是，以上所有的公式推导均是基于正弦近似的方法，因而，模型和分析的精确性取决于输入电流的THDi。如图14所示的系统参数设计方法流程图，通常根据经验设定系统带负载时的运行频率f的初值，根据使用场所的限制设定供电电源电压Udc的值和耦合机构等效电容Cs的初值，根据负载的要求设定负载电阻RL的值，然后按照参数设计流程最终确定出L1、L2、C1、f和Cs的值。在参数设计过程中，若输入电流的THDi值高于设定的总谐波畸变率阈值5％时，可适当调整系统运行频率f。由上述的参数设计方法可知，本发明提出的ECPT系统将由两个相同的电感(L1、L2)和两个相同的电容(C1、Cs)组成，这极大地简化了系统的设计。为了验证F型ECPT系统拓扑及其参数设计方法的可行性及负载软切换的效果，根据图2所示的ECPT系统拓扑在MATLAB仿真平台构建了系统的仿真模型。首先设定Udc、RL的值以及f和Cs的初值，然后按照图14所示的参数设计流程确定L1、L2、C1、f和Cs的值，得到系统主要参数值如表1所示，将此参数代入仿真模型，通过仿真得到图15、图17和图18的结果。表1系统主要参数参数计算值实际值Udc50V50VRL60Ω59.8ΩCS500pF499.7pFf500kHz500.2kHzL1202.64uH203.4uHL2202.64uH202.3uHC1500pF499.4pF需要说明的是由于逆变器为电压型全桥谐振变换器，S1-S4共4个MOSFET构成逆变网络，两个开关对(S1、S4)与(S2、S3)以互补导通的方式产生方波逆变输出电压。当其中一组开关对导通时，另一组开关对的两个开关管的端电压均等于供电电压，因而在负载移除-投入过程中不会对逆变器开关管产生过电压冲击。图15为本发明的逆变输出电压和输出电流的仿真波形，输出电流的THDi为1.4％。由图15可知，全桥型谐振变换器的输出电压和输出电流的相位相同，表明从输入侧看过去整个电路的总阻抗呈现出纯阻性，即实现了ZPA输入状态。图16为现有技术中ECPT系统负载移除时开关管电流瞬态响应仿真波形，由图16可知开关管的电流产生了较大的电流过冲。图17为本发明的二次侧负载移除时开关管电流的瞬态响应仿真波形，由图17可知，由于LCL网络和电感L1的作用，开关管电流没有出现任何尖峰并快速减小到0.01A以下。图18为本发明的二次侧负载移除-投入时开关管电流的瞬态响应仿真波形，当二次侧负载投入时，开关管电流迅速增大到系统带负载工作时的电流值。本发明提出的ECPT系统无需任何额外的检测和控制方法即可实现在负载投入时，高效稳定地为负载提供需要的功率；在负载移除后工作在低功耗状态。为进一步验证负载软切换的实际效果，在理论分析和仿真研究的基础上搭建了ECPT系统实验电路，通过500pF的耦合机构为可移动负载设备供电。其中，电场耦合机构由两对190mm×190mm的正方形铜板构成，耦合极板的尺寸可以根据实际应用的要求选择，例如，系统运行频率越高，相应的极板尺寸就越小。ECPT系统的运行频率设定为500kHz。逆变器使用的开关管型号为STP30NF20型MOSFET，整流桥使用的二极管型号为HFA08TB60型二极管，谐振电容和谐振电感分别为0.5nF的镀银云母电容和用铁粉磁芯绕制的电感。图19为逆变输出电压和输出电流的实验波形，需要说明的是为了实现ZVS，电感L1的实际值比其计算值略高。图20为二次侧负载移除时开关管电流的瞬态响应实验波形，由图20可知，当负载移除后，逆变输出电流没有出现任何尖峰并且快速降低至0.01A以下，ECPT系统处于低功耗运行状态，与前述仿真结果吻合，实现了负载软切换。图21给出了负载移除-投入的实验波形，当负载投入时，ECPT系统为负载提供需要的功率；当负载移除后，工作在低功耗状态。在负载软切换过程中，开关管很好地避免了过电流和过电压的冲击。系统的直流输入电压为50V，输入电流为0.66A。负载两端的直流电压为40V，系统的输出功率为26.7W，系统的电能传输效率约为81％；当负载移除后，系统的输入功率小于0.3W。本申请的上述实施例中，通过提供实现负载软切换的ECPT系统及其参数设计方法，包括步骤：构建一种F型电场耦合无线电能传输系统拓扑；设定系统参数Udc和RL；设定初始参数f和Cs；计算系统主要参数L1、L2和C1；计算输入电流的总谐波畸变率THDi；判断总谐波畸变率THDi是否小于设定的总谐波畸变率阈值，如果是，给出满足负载软切换要求的系统参数，本发明保证了负载在任意时刻的移除-投入都不会对逆变器开关管造成明显的电压电流过冲，使得系统能够稳定可靠地运行。当负载投入后，系统能够高效稳定地为负载提供需要的功率；当负载移除后，系统工作在低功耗状态。应当指出的是，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本
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的普通技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改性、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。当前第1页1 2 3