一种消除三电平逆变器直流中点电压低频纹波的控制方法与流程

本发明涉及三电平直流-交流电能变换装置，具体涉及一种三电平直流-交流电能变换装置消除直流中点电压低频纹波的控制方法。

背景技术：

多电平逆变器可以降低输出电压的谐波含量，减小开关器件的电压应力，在高压大功率场合得到了广泛的应用。其中三电平中点钳位型逆变器研究和应用最为广泛。三电平中点钳位型逆变器能够正常工作的前提条件是中点电压保持平衡。中点电压不平衡会导致输出电压电流谐波含量增加，若电压波动程度剧烈或出现较大稳态偏差，会导致桥臂开关管电压应力增加，可能使开关管过压损坏。同时中点电压还存在固有的低频纹波，这种低频纹波会导致输出电压和电流谐波增加，若纹波幅值过大也可能会损坏开关器件。

中点嵌位型三电平逆变器采用传统的SPWM或SVPWM调制方法进行控制时，均会导致中点电压产生固有的三倍基频的低频电压纹波。针对中点电压低频纹波的问题，目前的主要方案分别是在SVPWM调制中通过实时调节中小矢量的分配比、SPWM方案中实时调节零序电压注入量来削弱低频纹波。然而上述方法都存在极其复杂的扇区判断，往往涉及非常多的公式计算，逻辑和计算均非常复杂。

目前三电平逆变器中点电压低频纹波的控制方面还存在种种的问题，这些问题尚未得到解决。

技术实现要素：

针对传统三电平逆变器所存在的中点电压存在低频纹波方面的问题，本发明提供了一种计算简单并且可以有效消除三电平逆变器直流中点电压低频纹波的控制方法。

具体而言，本发明提供了一种消除三电平逆变器直流中点电压低频纹波的控制方法，其特征在于，所述三电平逆变器包括直流电源、直流侧稳压电容C1和C2、A相嵌位二极管D_a1和D_a2，B相开关管S_b1～S_b4，B相嵌位二极管D_b1和D_b2，C相开关管S_c1～S_c4，C相嵌位二极管D_c1和D_c2，以及三相交流负载，A相开关管S_a1～S_a4，A相嵌位二极管D_a1和D_a2组成A相中点嵌位型桥臂；B相开关管S_b1～S_b4，B相嵌位二极管D_b1和D_b2组成B相中点嵌位型桥臂；C相开关管S_c1～S_c4，C相嵌位二极管D_c1和D_c2组成C相中点嵌位型桥臂，三个桥臂的中点均连接在直流侧稳压电容C1和C2的中点上，三个桥臂的正极性端均连接至所述直流电源的正极，负极性端均连接至所述直流电源的负极，交流端分别连接至负载的a、b、c端点，

所述方法通过在每个开关周期内对中点电压差进行检测，根据实时检测的中点电压差，实时补偿一个特定的零序电压，从而使下个开关周期产生的中点电流对中点电压差进行快速完全补偿。

进一步地，所述方法包括下述步骤：

(1)采样直流侧稳压电容C1和C2两端电压，计算消除纹波需要的零序电流分量，零序电流分量i^*_NP的计算公式为：

(2)采样三相输出电压v_a，v_b，v_c，并对三者进行大小判断，分别得到三相输出电压中的最大值v_max，中间值v_mid和最小值v_min；

(3)采样三相输出电流i_a，i_b，i_c，并对三者进行大小判断，分别得到三相输出电流中最大值i_max，中间值i_mid和最小值i_min；

(4)计算中间中点电流i_0mid，其计算公式如下：

i_0mid＝(1-v_max+v_mid)i_max+(1+v_min-v_mid)i_min+i_mid

(5)计算转换系数k₁和k₂，其计算公式如下：

(6)计算需要注入的零序电压分量v₀，其计算公式如下：

式(VIII)有两种表达式，在每个开关周期内根据实际情况，选择其中一种来计算零序电压，逻辑选择表如下：

本发明控制方法的优点在于：

(1)有效且快速的实现三电平逆变器中点电压的平衡；

(2)可以有效消除中点电压的低频纹波；

(3)控制方法实现非常简单，计算量小；

附图说明

图1是本发明所应用于的三相三电平逆变器的拓扑结构图；

图2为本发明控制方法在一种工况下注入的零序电压波形；

图3是采用本发明方法与传统控制方法中点电压波形对比；

具体实施方式

以下结合附图及其实施例对本发明进行详细说明，但并不因此将本发明的保护范围限制在实施例描述的范围之中。

下面结合附图对本发明作进一步说明。

图1是三相三电平逆变器拓扑结构图。如图1所示，所述三相三电平逆变器包括直流电源V_dc，直流侧稳压电容C1和C2，A相开关管S_a1～S_a4，A相嵌位二极管D_a1和D_a2，B相开关管S_b1～S_b4，B相嵌位二极管D_b1和D_b2，C相开关管S_c1～S_c4，C相嵌位二极管D_c1和D_c2，以及三相交流负载。A相开关管S_a1～S_a4，A相嵌位二极管D_a1和D_a2组成A相中点嵌位型桥臂；B相开关管S_b1～S_b4，B相嵌位二极管D_b1和D_b2组成B相中点嵌位型桥臂；C相开关管S_c1～S_c4，C相嵌位二极管D_c1和D_c2组成C相中点嵌位型桥臂。该逆变器还包括控制模块，控制模块用于生成控制信号，以控制逆变器中的各个部件。

图2所示为本发明控制方法在一种工况下注入的零序电压波形。如图2所示，三相三电平逆变器按照传统SPWM调制方法进行调制时，载波V_ca是由关于y＝0水平线对称的两组三角波组成，三角波幅值为1，频率为开关频率f_s。传统调制波V_r是关于y＝0水平线对称的正弦波，其表达式如(I)所示，

其中ω是基波角频率，其开关管导通方式按下述公式进行，

按传统调制方式得到中点电流的表达式如式(III)所示，i_NP表示流出逆变器中点的电流，i_a，i_b和i_c分别是三相逆变器输出相电流，该表达式是一个按照三倍基频波动的函数，因此导致中点电压产生三倍基频低频纹波，

本发明所述的控制方法在传统调制波中注入特定的零序电压分量v₀，使中点电流表达式为：

本发明的零序电压分量v₀在每个开关周期内按照下述步骤生成，

(1)采样稳压电容C1和C2两端电压，计算消除纹波需要的零序电流分量，

当中点电压差ΔV＝V_c1-V_c2存在时，其中V_c1和V_c2分别是稳压电容C1和C2两端电压，注入零序电压应能够产生中点电流对C1和C2进行充放电，使两个电容的电压差在经过一个开关周期T_s后恢复为零，因此需要的零序电流分量i^*_NP表达式为：

(2)采样三相电压v_a，v_b，v_c，并进行大小判断，分别得到三相电压中最大值v_max，中间值v_mid，和最小值v_min；

(3)采样三相电流i_a，i_b，i_c，并进行大小判断，分别得到三相电流中最大值i_max，中间值i_mid，和最小值i_min；

(4)计算中间中点电流i_0mid，其表达式如下：

i_0mid＝(1-v_max+v_mid)i_max+(1+v_min-v_mid)i_min+i_mid (VI)

(5)计算转换系数k₁和k₂，其表达式如下：

(6)计算需要注入的零序电压分量v₀，其表达式如下：

式(VIII)有两种表达式，在每个开关周期内根据实际情况，选择其中一种来计算零序电压，逻辑选择表如下：

本发明的方法在每个开关周期内对中点电压差进行检测，根据实时检测的中点电压差，实时补偿一个特定的零序电压，从而使下个开关周期产生的中点电流对中点电压差进行快速完全补偿，从而保证中点电压在每个开关周期内均保持平衡，从而消除低频电压纹波。

图3显示了本发明的方法应用前后中点电压仿真波形对比。仿真参数为：开关频率15kHz，交流电压基波频率50Hz，线电压有效值为380V，直流电压V_dc为700V，负载为4.28mH电感25欧电阻，调制比m为1，C1和C2均为470uF，中点电压差ΔV为100V。

从图3中可以看出，当中点电压差有100V时，传统控制方法需要约0.2s才能调节至平衡，且稳态时仍然存在极大的低频纹波，纹波峰峰值约为35V；采用本发明方法后，中点电压迅速恢复到平衡，恢复时间仅为0.015s，速度提高不止10倍，稳态时中点电压低频纹波完全消除，中点电压波动的最大峰峰值在1V以内。

本发明不仅局限于上述具体实施方式，本领域一般技术人员根据实施例和附图公开内容，可以采用其它多种具体实施方式实施本发明，因此，凡是采用本发明的设计结构和思路，做一些简单的变换或更改的设计，都落入本发明保护的范围。

虽然上面结合本发明的优选实施例对本发明的原理进行了详细的描述，本领域技术人员应该理解，上述实施例仅仅是对本发明的示意性实现方式的解释，并非对本发明包含范围的限定。实施例中的细节并不构成对本发明范围的限制，在不背离本发明的精神和范围的情况下，任何基于本发明技术方案的等效变换、简单替换等显而易见的改变，均落在本发明保护范围之内。