一种同步整流开关、芯片及电路的制作方法

本发明涉及同步整流技术领域，特别是涉及一种同步整流开关、芯片及电路。

背景技术：

电源应用中AC/DC的转换是必不可少的，在AC/DC的转换过程中整流是一个关键的环节。现有技术中，通常用的整流器件多为二极管，二极管具有单向导电的特性，能将交流电转换成直流脉冲电，直流脉冲电经滤波后成为直流电。常用的二极管都存在一个电压降的问题，这个问题与其耐压高低、电流大小或者材料来源无关。也即当电流经过二极管时，二极管的两端会有一定的电压损耗，产生电压差，这个电压差就是电压降，通常电压降在0.3V-0.7V之间，对于某一个二极管其电压降是一个固定值，不随该二极管中所流过的电流的大小而改变。

二极管的电压降的值看似不大，但是在大电流的状态下和低电压的状态下该电压降的影响是不可忽视的。例如，当电流为100A时，二极管上消耗的功率是30w-70w，则此时二极管功率消耗很大，这种较大的功率消耗降低了整个系统的效率和稳定性；此外，当在某些低电压的工作环境中，可能需要1.5V甚至更低的工作电压，如果此时采用二极管整流得到需要的低电压，二极管上消耗的电压约为0.5V左右，基本占据整个电压的1/3左右，二极管的功率消耗也会是整个系统的1/3，降低了整个系统的效率和稳定性。

因此，如何提供一种解决上述技术问题的方案成为本领域的技术人员目前需要解决的问题。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种同步整流开关，由于功率器件采用的是MOS管或IGBT，所以在功率器件导通时其具有非常低的导通内阻，一般只有几十毫欧或几毫欧，因此具有较低的功率消耗，提高了效率和稳定性；本发明的另一目的是提供一种包括上述同步整流开关的同步整流芯片及电路。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种同步整流开关，包括功率器件、续流二极管及触发电路，所述功率器件为IGBT或者NMOS，其中：

所述功率器件的第一端与所述续流二极管的阴极连接，所述功率器件的第二端分别与所述续流二极管的阳极及所述触发电路的第一端连接，所述功率器件的第三端与所述触发电路的第二端连接，所述触发电路的第三端作为触发端；当所述功率器件为IGBT时，所述IGBT的集电极、发射极及基极分别作为所述功率器件的第一端、第二端及第三端；当所述功率器件为NMOS时，所述NMOS的漏极、源极及栅极分别作为所述功率器件的第一端、第二端及第三端；

当所述功率器件的第二端的电压大于所述续流二极管的导通电压且小于触发阈值时，所述续流二极管导通，所述功率器件关断；当所述电压大于所述触发阈值时，所述触发端触发所述功率器件导通；当所述电压小于所述导通电压时，所述功率器件关断。

优选地，所述触发电路包括限流电阻、放电电阻及第一二极管，其中：

所述限流电阻的第一端作为所述触发端，所述限流电阻的第二端分别与所述第一二极管的阴极和所述放电电阻的第一端连接，其公共端作为所述触发电阻的第二端，所述第一二极管的阳极与所述放电电阻的第二端连接，其公共端作为所述触发电路的第一端。

优选地，所述触发电路还包括与所述放电电阻并联的雪崩管。

优选地，所述雪崩管包括两个反向串联的稳压管。

优选地，所述IGBT为1个。

优选地，所述IGBT为多个并联的IGBT构成的IGBT模块。

为解决上述技术问题，本发明还提供了一种同步整流芯片，包括如上述所述的同步整流开关。

为解决上述技术问题，本发明还提供了一种同步整流电路，包括触发装置，还包括如上述所述的同步整流开关，所述触发装置的输入端与交流电源连接，所述触发装置的输出端分别与所述触发端及所述触发电路的第一端连接。

优选地，所述触发装置为变压器，所述变压器的初级线圈作为所述触发装置的输入端，所述变压器的次级线圈作为所述触发装置的输出端。

优选地，所述触发装置为感应线圈，所述感应线圈包括发射感应线圈和接收感应线圈，所述发射感应线圈作为所述触发装置的输入端，所述接收感应线圈作为所述触发装置的输出端。

本发明提供了一种同步整流开关、芯片及电路，包括功率器件、续流二极管及触发电路，功率器件为IGBT或者NMOS，其中，功率器件的第一端与续流二极管的阴极连接，功率器件的第二端分别与续流二极管的阳极及触发电路的第一端连接，功率器件的第三端与触发电路的第二端连接，触发电路的第三端作为触发端；当功率器件为IGBT时，IGBT的集电极、发射极及基极分别作为功率器件的第一端、第二端及第三端；当功率器件为NMOS时，NMOS的漏极、源极及栅极分别作为功率器件的第一端、第二端及第三端；当功率器件的第二端的电压大于续流二极管的导通电压且小于触发阈值时，续流二极管导通，功率器件关断；当电压大于触发阈值时，触发端触发功率器件导通；当电压小于导通电压时，功率器件关断。

可见，本发明提供的同步整流开关具有二极管的单向导通性，理由为当功率器件的第一端的电压小于续流二极管的导通阈值时，功率器件关断，当功率器件的第二端的电压大于续流二极管的导通电压且小于触发阈值时，也即此时的触发端电压不足以导致功率器件导通时，功率器件关断，续流二极管导通，此时功耗很小；当电压大于触发阈值时，也即触发端的电压足够大时，触发端触发功率器件导通，此时续流二极管被旁路。另外，由于功率器件采用的是MOS管或IGBT，所以在功率器件导通时其具有非常低的导通内阻，一般只有几十毫欧或几毫欧，因此具有较低的功率消耗，提高了效率和稳定性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明提供的一种同步整流开关的结构示意图；

图2为本发明提供的一种同步整流开关的具体结构示意图；

图3为本发明提供的一种正弦波触发波形图；

图4为由图2提供的同步整流开关集成的、采用TO类封装的同步整流芯片的结构示意图；

图5为由图2提供的同步整流开关集成的、采用TO类封装的同步整流芯片的结构示意图；

图6为本发明提供的一种同步整流电路的应用示意图；

图7为本发明提供的另一种同步整流电路的应用示意图；

图8为本发明提供的另一种同步整流电路的应用示意图；

图9为图8中的触发线圈的相位关系图。

具体实施方式

本发明的核心是提供一种同步整流开关，由于功率器件采用的是MOS管或IGBT，所以在功率器件导通时其具有非常低的导通内阻，一般只有几十毫欧或几毫欧，因此具有较低的功率消耗，提高了效率和稳定性；本发明的另一核心是提供一种包括上述同步整流开关的同步整流芯片及电路。

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参照图1，图1为本发明提供的一种同步整流开关的结构示意图，该同步整流开关包括功率器件、续流二极管及触发电路，功率器件为IGBT或者NMOS，其中：

功率器件的第一端与续流二极管1的阴极连接，功率器件的第二端分别与续流二极管1的阳极及触发电路3的第一端连接，功率器件的第三端与触发电路3的第二端连接，触发电路3的第三端作为触发端；当功率器件为IGBT时，IGBT的集电极、发射极及基极分别作为功率器件的第一端、第二端及第三端；当功率器件为NMOS 2时，NMOS 2的漏极、源极及栅极分别作为功率器件的第一端、第二端及第三端；

当功率器件的第二端的电压大于续流二极管1的导通电压且小于触发阈值时，续流二极管1导通，功率器件关断；当电压大于触发阈值时，触发端触发功率器件导通；当电压小于导通电压时，功率器件关断。

具体地，下面以功率器件为NMOS为例(IGBT同理)对同步整流开关的工作原理作介绍：

同步整流开关的触发端需要一个交流脉冲才能触发，交流脉冲有两种：一种是方波脉冲，另一种是正弦波脉冲。这个交流脉冲为NMOS 2的栅极提供一个正向触发电压，NMOS 2的源极和漏极导通，由于NMOS 2导通后的内阻很小，通常只有数毫欧，相当于完全短路，同时将续流二极管1短路了，因此当大电流流经NMOS 2时，损耗就很小。

当交流脉冲消失后，NMOS 2由于失去正向触发电压而关闭，续流二极管1恢复原有的二极管功能；即，有触发时，同步整流开关相当于一个闭合的开关，无触发时，同步整流开关相当于一个二极管；

另外，这里的续流二极管1的作用是初始整流，即在触发信号不足以使MOS管导通前，续流二极管1先导通，让小电流先整流；当触发信号足够使NMOS2导通后，续流二极管1被NMOS 2的DS极短路，续流二极管1无效。

在高压大电流的情况下可以选用IGBT来代替NMOS 2。

综上，当功率器件的第二端的电压小于导通电压时，功率器件关断；当功率器件的第二端的电压大于续流二极管1的导通电压且小于触发阈值时，也即此时的触发端电压不足以导致功率器件导通时，功率器件关断，续流二极管1导通，此时功耗很小；当电压大于触发阈值时，也即触发端的电压足够大时，触发端触发功率器件导通，由于功率器件采用的是MOS管或IGBT，通常只有数毫欧，此时续流二极管1相当完全被旁路。可见，本申请提供的同步整流开关具有单向导电性，且导通时阻值很小，减少了功耗，提高了所在电路的稳定性和效率。

作为优选地，触发电路3包括限流电阻31、放电电阻32及第一二极管33，其中：

限流电阻31的第一端作为触发端，限流电阻31的第二端分别与第一二极管33的阴极和放电电阻32的第一端连接，其公共端作为触发电阻的第二端，第一二极管33的阳极与放电电阻32的第二端连接，其公共端作为触发电路3的第一端。

可以理解的是，这里的限流电阻31和放电电阻32保证了同步整流开关的稳定安全工作，提高了同步整流开关的安全性能和稳定性。

作为优选地，触发电路3还包括与放电电阻32并联的雪崩管34。

具体地，请参照图2，图2为本发明提供的一种同步整流开关的具体结构示意图。

为了提高了同步整流开关的安全性能，本申请还在放电电阻32的两端并联了一个雪崩管34。当然，这里也可以并联一个稳压管。

请参照图3，图3为本发明提供的一种正弦波触发波形图。

下面结合图3对续流二极管1的作用作进一步详细说明：

ab段表示触发端的触发信号从零开始上升时，触发信号不足以使NMOS 2导通前，续流二极管1先导通，让小电流先整流；bc段表示当触发信号足够使NMOS 2导通后，续流二极管1被NMOS 2的DS极短路，续流二极管1无效；cd段表示当触发信号很小时，这时NMOS 2断开，续流二极管1又在小电流下导通。

作为优选地，雪崩管34包括两个反向串联的稳压管。

具体地，这里的雪崩管34可以由两个耐压相同的稳压管反向串联后代替，要求稳压管的耐压与雪崩管34的耐压相同或者接近。

当然，这里的雪崩管34还可以采用其他类型的雪崩管，本发明在此不做特别的限定，根据实际情况来定。

作为优选地，IGBT为1个。

作为优选地，IGBT为多个并联的IGBT构成的IGBT模块。

需要说明的是，在超大电流或者超高压的同步整流应用时，功率器件可以用IGBT或IGBT模块。当IGBT导通时，其具有非常低的导通内阻，可以能提高效率、增加电路的稳定性。

其中，IGBT模块是由多个IGBT并联而成的，以实现分流，并且多个IGBT并联以后其内阻变的更小，所以，当IGBT模块导通时，具有更低的导通内阻，可以进一步能提高效率、增加电路的稳定性。

本发明提供了一种同步整流开关，包括功率器件、续流二极管及触发电路，功率器件为IGBT或者NMOS，其中，功率器件的第一端与续流二极管的阴极连接，功率器件的第二端分别与续流二极管的阳极及触发电路的第一端连接，功率器件的第三端与触发电路的第二端连接，触发电路的第三端作为触发端；当功率器件为IGBT时，IGBT的集电极、发射极及基极分别作为功率器件的第一端、第二端及第三端；当功率器件为NMOS时，NMOS的漏极、源极及栅极分别作为功率器件的第一端、第二端及第三端；当功率器件的第二端的电压大于续流二极管的导通电压且小于触发阈值时，续流二极管导通，功率器件关断；当电压大于触发阈值时，触发端触发功率器件导通；当电压小于导通电压时，功率器件关断。

可见，本发明提供的同步整流开关具有二极管的单向导通性，理由为当功率器件的第一端的电压小于续流二极管的导通阈值时，功率器件关断，当功率器件的第二端的电压大于续流二极管的导通电压且小于触发阈值时，也即此时的触发端电压不足以导致功率器件导通时，功率器件关断，续流二极管导通，此时功耗很小；当电压大于触发阈值时，也即触发端的电压足够大时，触发端触发功率器件导通，此时续流二极管被旁路。另外，由于功率器件采用的是MOS管或IGBT，所以在功率器件导通时其具有非常低的导通内阻，一般只有几十毫欧或几毫欧，因此具有较低的功率消耗，提高了效率和稳定性。

本发明还提供了一种同步整流芯片，包括如上述的同步整流开关。

可以理解的是，这里的同步整流芯片由上述提到的同步整流开关集成而来，且根据电流大小的应用场所的不同，可以封装成多种形式，以三端式为主，TO类如TO-220，TO-247，TO-3，SOT类如SOT-23，LDPAK类，D2PARK类，甚至模块类等。

其中，将功率器件的第一端与续流二极管的阴极连接的公共端作为同步整流开关的阴极K，将功率器件的第二端分别与续流二极管的阳极及触发电路的第一端连接的公共端作为同步整流开关的阳极A，触发端作为同步整流开关的触发极T。

具体地，请参照图4和图5，其中，图4为由图2提供的同步整流开关集成的、采用TO类封装的同步整流芯片的结构示意图，图5为由图2提供的同步整流开关集成的、采用TO类封装的同步整流芯片的结构示意图。

另外，对于同步整流芯片中同步整流开关的介绍请参照上述实施例，本发明在此不再赘述。

本发明还提供了一种同步整流电路，包括触发装置，还包括如上述的同步整流开关，触发装置的输入端与交流电源连接，触发装置的输出端分别与触发端及触发电路的第一端连接。

作为优选地，触发装置为变压器，变压器的初级线圈作为触发装置的输入端，变压器的次级线圈作为触发装置的输出端。

作为优选地，触发装置为感应线圈，感应线圈包括发射感应线圈和接收感应线圈，发射感应线圈作为触发装置的输入端，接收感应线圈作为触发装置的输出端。

具体地，同步整流开关的触发端需要一个交流脉冲才能触发，交流脉冲来源于触发装置，触发装置可以为变压器，可以为感应线圈。

当触发装置为变压器时，此时的初级线圈也可称为缓冲线圈，次级线圈可以称为触发线圈。当触发装置为感应线圈时，则此时的发射感应线圈也可称为缓冲线圈，接收感应线圈也可称为触发线圈。

不管触发装置为变压器还是感应线圈，此时同步整流开关的外部只需一个触发线圈即可，不需要专门的触发IC，电路结构简单，使用方便，成本低。

请参照图6和图7，其中，图6为本发明提供的一种同步整流电路的应用示意图，图7为本发明提供的另一种同步整流电路的应用示意图。

首先需要说明的是，同步整流开关在半波整流中的作用与普通二极管在半波整流中的作用相似。

具体地，同步整流开关S1串联在交流回路中，它的触发线圈L1通过磁芯与缓冲线圈L5组合成一个变压器，L5为初级线圈，匝数很少，甚至只有一匝，即线圈从磁芯或磁环中穿过，触发线圈L1为次级线圈，C1是滤波电容，R是负载电阻。

若在电磁共振的接收整流中，触发线圈L1与缓冲线圈L5是两个独立的线圈，也没有磁芯将它们组合在一起，触发线圈L1独立置于电磁共振的磁场中。

请参照图8和图9，其中，图8为本发明提供的另一种同步整流电路的应用示意图，图9为图8中的触发线圈的相位关系图。

同步整流开关在全波整流中的作用与普通二极管在全波整流中的作用相似。

如图8，四个同步整流开关S1、S2、S3、S4按全桥模式接在交流回路中，它的四个触发线圈L1、L2、L3、L4通过磁芯与缓冲线圈L5组合为一个变压器，L5为初级线圈，匝数很少，甚至只有一匝，即线圈从磁芯或磁环中穿过，L1为次级线圈，C1是滤波电容，R是负载电阻。

若在电磁共振的接收整流中，缓冲线圈L5是一个独立的器件，与触发线圈L1、L2、L3、L4分离，也没有磁芯将它们组合在一起，触发线圈L1、L2、L3、L4用四条漆包线并绕而成，是一个绕组里面有四个线圈，四个线圈匝数相同，其中两个的相位与另二个相反，即引脚对调，四个触发线圈置于电磁共振的磁场中。

在变压器封闭的开关电源中，如图8中，触发线圈L1、L2、L3、L4与缓冲线圈L5捆绑在一起，通过磁芯耦合组成一个变压器，缓冲线圈L5为初级线圈，触发线圈L1、L2、L3、L4为次级线圈，磁芯为口型或O型高频磁芯，如铁氧体等；初级线圈的L5匝数很少，只有几匝甚至只有一匝。

其中，绕制触发线圈的方法是：同时用四根漆包线在骨架上绕圈，因此，四个触发线圈的匝数相同，但其中两个线圈的与另两个线圈的相位要求相反，具体做法只要将其中两个线圈的进线端与出线端对调即可，然后用磁芯将它们组合成一个变压器。

在电磁共振的无线供电中，触发线圈L1、L2、L3、L4均为空心线圈，绕制触发线圈的方法是：同时用四根漆包线绕圈，因此，四个触发线圈的匝数相同，但其中两个线圈的与另两个线圈的相位要求相反，具体做法只要将其中两个线圈的进线端与出线端对调即可，然后将这四个触发线圈放在无线供电的磁场中便可。

需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。