开关电源的同步整流控制方法及其控制模块的制作方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及开关电源技术领域，特别涉及一种开关电源的同步整流控制方法及其控制模块。
【背景技术】
[0002]工业与民用都经常需要把各种电网交流电压变成直流，而且大部份是隔离的直流电，随着国家标准对各种用电器的工作效率的进一步要求，目前对用电器中的变换器(一般为开关电源)的变换效率要求越来越高。其它国家也非常重视，如美国的能源署就制订了很多标准来规范开关电源的效率，其中80PLUS系列标准对电源的效率要求很高，金牌以上的电源必需使用同步整流(Synchronous rectifier)才能满足效率要求。
[0003]高效率开关电源一般包括功率级、变压器、同步整流电路以及同步整流控制电路。通常，功率级可以将输入电压变成交流电压，交流电压经过变压器变成副边交流电压，副边交流电压经过同步整流电路转换成期待的直流电压加在负载上，期待的直流电压一般叫输出电压，从而完成从输入的直流电压到输出电压的转换，其中同步整流控制电路通过控制同步整流电路中的同步整流开关管的开通和关断来实现同步整流，代替传统的整流二极管来实现整流。
[0004]同步整流技术是高效率开关电源中应用广泛的技术，采用通态电阻极低的金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，简称MOSFET，或MOS管)取代整流二极管，以降低整流损耗、提高开关电源的整机效率。
[0005]同步整流开关管工作在仿二极管模式，但其导通压降比二极管要低，这样来提高开关电源的整机效率。同步整流开关管简称为同步整流管，根据同步整流管在关断前的瞬间，流过同步整流管的电流是否为零，可以将同步整流管所在开关电源的工作模式，分为连续模式(Continuous Current mode，简称 CCM)、断续模式(Discontinuous Current mode，简称DCM)以及临界模式(Critical Current mode，CrCM)。在CCM模式下，同步整流开关管关断时电流不为零，而在DCM/CrCM模式下，同步整流开关管关断时电感电流为零。在DCM模式下，可以消除输出滤波环流，减小磁损和开关损耗，同时防止反灌电流，从而提高可靠性。
[0006]由于现代高速超大规模集成电路的尺寸不断减小，功耗不断降低，供电电源的电压也随之要求越来越低。很多领域的直流母线电压由原来的48V降为24V，甚至降至12V。例如电脑主板中，CPU的工作电压目前已低至1.0V左右，电流却是近70A，这个工作电压就是由12V的母线电压经BUCK电路降压而来。在这个系统中，电压要经过三级变换，第一级，由输入的市电经过PFC电路(Power Factor Correct1n)变换为342V至380V左右的直流高压，其目的提高开关电源的功率因数，减小输入电流谐波；第二级，为主功率拓扑，目前常用半桥 LLC 电路(Series-Parallel Resonance Circuit)，实现从 380V 降至 12V 并实现电气隔离；第三级，再由12V经BUCK电路降至IV左右电压。
[0007]由于是多级变换，为了实现系统的高效率，每一级的变换效率都要高，这就要求主功率级不能使用传统的肖特基二极管(SBD)、快恢复开关二极管(FPD)等作为输出整流管，其正向压降约为0.4V-0.6V，甚至达IV，大电流时的通态功耗很大，在输出电压12V的主功率级变换器的损耗中，将占主要比重，这一级采用同步整流可以提高系统的变换效率。现代高速集成电路的电源电压，前文已描述过，已达IV左右，已降低到几乎可以与SBD或FRD正向压降可比的程度。所以必需采用三级变换，由第三级BUCK电路把12V降至IV左右的工作电压。
[0008]综上，同步整流在上述三级变换中至关重要。
[0009]同步整流的驱动方式有电压型驱动和电流型驱动两种。按照同步整流管的门极驱动电压的来源，又可以分为自驱动(Self driven)和外驱动(Externally driven)，外驱动又称为控制驱动(Control driven)。组合起来就有多种同步整流方案，以下分别叙述:
[0010]1、外驱动同步整流
[0011]外驱动同步整流管的门极电压需要从附加的外设驱动电路获得。为了实现同步，驱动电路必需由变换器的主功率开关管的驱动信号来控制。如中国专利号为ZL200810092272.3的发明，就是通过71、72这两个电容取代了原同步变压器获得驱动信号;
[0012]外驱动同步整流的缺点是驱动电路复杂，需要有检测控制、定时逻辑、同步变压器等。
[0013]2、电压型(或电流型)自驱动同步整流
[0014]检测同步整流管所在的回路的某一电压或电流，作为同步整流管的门极驱动电压，称为电压型自驱动同步整流或电流型自驱动同步整流。
[0015]如中国专利号为ZL200810004176.9的发明，就是通过驱动绕组Na检测同步整流管SR所在的回路电压获得驱动信号的；
[0016]如中国专利号为ZL 200810131057.X的发明，就是通过电流互感器CT检测同步整流管SR所在的回路电流获得驱动信号的；
[0017]自驱动同步整流的主要缺点是:
[0018](I)不同的开关电源拓扑，需要用不同的驱动方式；
[0019](2)在一定的时间段，变压器漏感引起的振荡等，影响驱动电压，降低效率；
[0020](3)驱动电路都存在延时，同步整流管SR也存在开启延时，收到关断信号时，到同步整流管SR关断时，都存在延时，引起输出电压通过仍未及时关断的同步整流管SR向变压器绕组或电感反向供电，降低效率，俗称反灌。特别是轻载时，在较小占空比时很严重，效率下降得甚至不如使用肖特基二极管的电路，在日益高频化的开关电源中尤为明显。
[0021]基于上述的情况，在一些专利中提出了预测式控制方法或类似的方案，如美国专利号为US6055170A的发明，就是根据开关电源的特性提出了采用本周期的同步整流导通时间来预测下一周期的同步整流导通时间，从而做到精准控制，且能够自适应CCM、DCM下的同步整流的驱动方案。
[0022]图1示出了应用于开关电源的预测式同步整流控制工作波形，其中波形A为同步整流管SRMOS的漏极与源级之间的电压波形VDS ;波形B为流经同步整流管SRMOS漏极与源级之间的电流波形IDS ;波形C为同步整流管SRMOS的驱动波形。从波形可以看到，对于开关电源时间上连续的三个工作周期T1、T2、T3中，在Tl周期中，同步整流管的驱动信号根据上一周期的导通时间进行脉冲宽度设定，由于上一周期的导通时间tl较短，在Tl周期中提前关断同步整流管SRMOS，多余的时间里，电流只能从同步整流管SRMOS的体二极管通过，此时VDS电压保持体二极管的导通压降，该体二极管的导通时间将会被检测到，并作为下一周期的导通时间预测基准；在T2周期内，通过检测Tl周期的导通时间后设定本周期同步整流管SRMOS的导通时间为t2，考虑到同步整流管SRMOS有提前动作的需要，所述时间t2包括了提前动作的死区时间，在T2周期内，由于导通时间较为合适，同步整流管SRMOS的体二极管导通时间符合死区时间设定要求，在T3周期中，同步整流管SRMOS的导通时间t3基本与t2相等，除非检测到同步整流管SRMOS的体二极管的导通时间不符合死区时间要求。
[0023]而由于所述的预测式控制方案是一种经验控制，也就是采用过去的导通时间来作为当前的导通时间控制依据，这就导致控制方案在处理突然变化的情况时出现异常。
[0024]图2示出了一种异常情况下的预测式同步整流控制工作波形，其中波形A为同步整流管SRMOS的漏极与源级之间的电压波形VDS ;波形B为流经同步整流管SRMOS漏极与源级之间的电流波形IDS ;波形C为同步整流管SRMOS的驱动波形。从波形可以看到，对于开关电源时间上连续的三个工作周期T1、T2、T3中，在Tl周期中，同步整流管的驱动信号根据上一周期的导通时间进行脉冲宽度设定，由于导通时间tl较为合适，同步整流管SRMOS的体二极管导通时间符合死区时间设定要求，在T2周期中，同步整流管SRMOS的导通时间t2基本与tl相等；然而，由于T2周期内，开关电源的占空比发生突然变化，同步整流管SRMOS的导通时间缩短，在这样的情况下，同步整流管SRMOS会在T2周期结束后继续保持导通，而此时开关电源的主开关管已经导通，出现上文所述的反灌现象。
[0025]所述缩短时间的幅度较小的情况下，反灌现象会导致损耗增大，同时也会导致出现电压尖峰，同步整流管的电压应力增大；所述缩短时间的幅度较大的情况下，由于反灌电流的上升速度极大，此时很容易导致主开关管和同步整流管的电流应力超标，进而导致开关变换器损坏。
【发明内容】
[0026]有鉴如此，本发明要解决现有同步整流电路存在的上述问题，提供一种开关电源的同步整流控制方法，是一种动态控制方法，通过响应反馈信号提前预备同步整流管的动态控制，以使同步整流管提前于主控制电路开始作出调整，并与主控制电路的变化节奏保持同步，从而避免开关电源的占空比发生突然变化的情况下，因同步整流管的调整不及时而导致的反灌现象，同步整流控制的可靠性得以大幅度提高。
[0027]与此相应，本发明还提供一种开关电源的同步整流控制模块，以通过响应反馈信号提前预备同步整流管的