一种基于平板电容器的电力电子变压器的制作方法

本发明涉及变压器技术领域，更具体地，涉及一种基于平板电容器的电力电子变压器。

背景技术：

目前，随着社会经济的不断发展，人类对能源的需求日益增加，伴随传统石化能源的不断枯竭，可再生能源的利用越来越重要。尽管可再生能源具有许多的优点，但是大多数可再生能源均存在电力供应不稳定、不连续且随气候条件变化等缺陷。

为了解决这一问题就必须研究一种双向电力电子变换器，其能控制能量的双向传输，将储能装置和可再生能源发电单元结合使用，以提供稳定连续的电能。同时这种双向电力电子变换器能够替代传统的电磁变压器，解决其体积重量大、成本高等的问题。

现有技术中，为解决上述技术问题，各种电力电子变压器都是基于一个绕组式高频变压器。但是，即使是高频变压器，其厚度、体积在某些应用场合也会受到限制，且绕组变压器制造工艺比较复杂，需要消耗大量有色金属。

技术实现要素：

本发明为克服上述问题或者至少部分地解决上述问题，提供一种基于平板电容器的电力电子变压器。

根据本发明的一个方面，提供一种电力电子变压器，其特征在于，包括：平板电容器、初级拓扑模块和次级拓扑模块构成；

所述平板电容器由4块相同大小的金属板p1、p2、p4、p3顺序平行放置构成，用于完成电能的双向传输；

所述初级拓扑模块和次级拓扑模块俱采用对称拓扑结构，所述初级拓扑模块与所述金属板p1、p2相连，所述次级拓扑模块与所述金属板p4、p3相连。

本申请提出一种基于平板电容器的电力电子变压器，与传统意义上的基于高频绕组变压器的电力电子变压器不同，该电力电子变压器基于平板电容器，能实现能量的双向传输，与传统电力电子变压器相比，制造简单，可减少有色金属的消耗，可进一步减小厚度，具有应用在对体积或者厚度要求较高的特定场合的价值，且控制方法比较简单。

附图说明

图1为根据本发明实施例平板电容器的结构示意图；

图2为根据本发明实施例平板电容器的结构示意图；

图3为根据本发明实施例一种电力电子变压器的整体电路结构示意图；

图4为根据本发明实施例一种电力电子变压器的等效电路示意图；

图5为根据本发明实施例一种电力电子变压器中平板电容器等效电路的示意图；

图6为根据本发明实施例一种电力电子变压器中平板电容器等效电路的示意图；

图7为根据本发明实施例一种电力电子变压器中带有图5所示等效模型的等效电路示意图；

图8，其中a为根据本发明实施例一种电力电子变压器初级侧电源单独工作时电路的运行状态，其中b为根据本发明实施例一种电力电子变压器次级侧电源单独工作时电路的运行状态；

图9为根据本发明实施例一种电力电子变压器，当能量由初级侧传到次级侧正向传输时，两侧桥式变换器开关的驱动脉冲、输出方波电压的波形示意图；

图10为根据本发明实施例一种电力电子变压器，当能量由次级侧到初级侧反向传输时，两侧桥式变换器开关的驱动脉冲、输出方波电压的波形示意图；

图11为根据本发明实施例一种电力电子变压器中验证输出电压vcd与电流以及输入电压vab与电流之间相位差关系的示意图；

图12为根据本发明实施例一种电力电子变压器中能量正向传输时，开关s1、s4、s5、s8的驱动脉冲及输出电压vab(有1/25增益)、vcd(有1/25增益)的波形示意图；

图13为根据本发明实施例一种电力电子变压器中验证当vab的相位超前vcd的相位时，能量正向传输的示意图；

图14为根据本发明实施例一种电力电子变压器中能量反向传输时，开关s1、s4、s5、s8的驱动脉冲及输出电压vab(有1/25增益)、(有1/25增益)的波形示意图；

图15为根据本发明实施例一种电力电子变压器中验证当vcd的相位超前vab的相位时，能量反向传输的示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

基于平板电容器的电力电子变压器可实现与传统电力电子变压器同样功能的同时，可进一步减小其厚度，在对厚度，重量要求较高的场合更具应用价值，且基于平板电容器的电力电子变压器制造简单，对有色金属的消耗更少。鉴于此，本申请提供一种能够实现基于平板电容器的双向电力电子变压器。

如图1，在本发明的一个具体实施例中，示出一种电力电子变压器整体电路结构示意图。总体上，包括：平板电容器、初级拓扑模块和次级拓扑模块构成；所述平板电容器由4块相同大小的金属板p1、p2、p4、p3顺序平行放置构成，用于实现电能的双向传输；所述初级拓扑模块和次级拓扑模块俱采用对称拓扑结构，所述初级拓扑模块与所述金属板p1、p2相连，所述次级拓扑模块与所述金属板p4、p3相连。

在本发明另一个具体实施例中，一种电力电子变压器，所述平板电容器电容值通过调整所述各金属板间距和/或在各金属板间填充电解质进行调整。

在本发明另一个具体实施例中，一种电力电子变压器，所述电力电子变压器的平板电容器由4块相同大小有一定厚度的金属板p1、p2、p4、p3平行放置构成，如图1所示。p1和p2之间、p2和p4之间、p3和p4之间的距离分别为d1、d2、d3，且分别填充介电常数为ε1、ε2、ε3的电介质如图2所示。其中d1、d2和d3，ε1、ε2和ε3的值应根据实际应用中所需平板电容器电容值来选择。

如图3所示，在本发明的另一个具体实施例中，一种电力电子变压器，所述初级拓扑模块和次级拓扑模块分别同时包括：直流电源、桥式变流电路a1和lcl补偿电路a2；所述桥式变流电路a1，包括：四个功率半导体开关桥式相连，初级拓扑上的开关为s1、s2、s3、s4，次级拓扑上的开关为s5、s6、s7、s8，所述四个功率半导体开关分别反并联一个二极管；所述桥式变流电路两端通过所述lcl多谐振补偿网络分别与所述金属板p1、p2、p4、p3相连；所述lcl补偿电路a2包括：两个电感和一个电容t型相连；所述直流电源的两端分别与所述桥式变流电路a1的直流侧相连；所述桥式变流电路a1的交流侧与lcl补偿电路相连；所述lcl补偿电路a2与相应侧的金属板相连。

在本发明另一个具体实施例中，一种电力电子变压器，所述电力电子变压器的工作模式，包括：模式1，在电力电子变压器工作于能量正向传输时，所述初级拓扑的桥式变流电路作为高频逆变器，将所述直流电电源逆变成高频交流方波电源，次级拓扑的桥式变流电路作为整流器，将接收到的高频交流电压整流成直流电压；模式2，在电力电子变压器工作于能量反向传输时，所述初级拓扑的桥式变流电路作为整流器，将接收到的高频交流电压整流成直流电压，次级拓扑中的桥式变流电路作为高频逆变器，将次级拓扑的直流电源逆变成高频交流方波电源。

在本发明另一个具体实施例中，一种电力电子变压器，所述桥式整流电路，每个桥臂上的上下两个开关均为180°互补导通。在初级侧，开关s1和s2构成超前桥臂，s3和s4构成滞后桥臂。在次级侧，开关s5和s6构成超前桥臂，s7和s8构成滞后桥臂。通过调节滞后桥臂相对于超前桥臂滞后的相位，来调节桥式变换电路交流侧方波电压vab和vcd的占空比，从而调节vin和vout来控制传输功率的大小。

在本发明另一个具体实施例中，一种电力电子变压器，所述初级拓扑模块和次级拓扑模块还包括lcl多谐振补偿网络a2，所述桥式变流电路a1两端通过所述lcl多谐振补偿网络a1分别与所述金属板p1、p2、p4、p3相连。

在本发明另一个具体实施例中，一种电力电子变压器，所述lcl多谐振补偿网络a2包括：低通滤波电路a3和谐振电感；所述低通滤波电路a3由滤波电感和滤波电容组成。滤波电感和滤波电容组成的低通滤波电路a3用于滤除桥式变流电路输出方波电流中的高次谐波部分。如图3所示，初级拓扑的滤波电感和滤波电容分别为lf1和cf1，次级拓扑的滤波电感和滤波电容分别为lf2和cf2。初级拓扑和次级拓扑的谐振电感分别为lr1和lr2。

谐振电感用于补偿平板电容器产生的容抗，使电路中的交流部分产生谐振，提高初级和次级电路之间能量传输的效率，减小开关损耗和emi。

在本发明另一个具体实施例中，一种电力电子变压器，为说明在该系统中应用移相控制的特殊性，先对所述平板电容器进行建模分析。如图4所示，每两个平板之间都耦合有电容。四个平板组成的电容器最终等效电路如图4所示，设初级侧和次级侧等效输入电容为cin,pri和cin,sec，平板电容器两侧等效电压分别为v1和v2，4个平板上的电压分别定义为vp1、vp2、vp3、vp4，选择p2板为参考点，即vp2＝0，则v1＝vp1-vp2,v2＝vp3-vp4,根据基尔霍夫电流定理可得：

其中i1和i2分别表示初级侧和次级侧注入到平板的电流，ω＝2πfsw，fsw是平板电容器两端高频交流电压的频率。可将该平板电容器看作一个v1和v2为输入，i1和i2为输出的二端口网络。根据(1)中前两式消去vp4，再根据(1)中前两式消去vp3，分别得到下面两式：

将(2)中两式相加，并带入v1＝vp1和v2＝vp3-vp4得：

同样，利用(1)中后两式可得：

根据(3)和(4)，可定义c1、c2和cm为：

因此，(3)和(4)又可写成：

由(6)可得电流和电压的关系式为：

根据上式，可得出平板电容器得受控源模型，如图5所示。(7)又可写成：

类比线圈，根据(5)式可定义平板的电容耦合系数kc为：

根据(8)，平行板电容器可等效为π型二端口网络，如图6所示，初级侧和次级侧等效输入电容cin,pri和cin,sec可计算为：

定义由初级侧到次级侧的电压传递函数为h1,2,由次级侧到初级侧的电压传递函数为h2,1，则h1,2和h2,1可计算为：

由(2)中的第二个方程可计算出平板p4和p2之间的电压vp4-p2为：

由(1)中①×(-c23)+④×c24整理可得

上式即为平板p1和p3之间的电压vp1-p3的计算公式。

因为有前述低通滤波器的存在，桥式变换电路输出的交流方波电流中的高频成分不会流入平板电容器中，因此可采基波近似的方法来分析该拓扑的运行原理。图7示出了带有图5所示等效模型的等效电路。其中，桥式电路输出的方波被两个正弦交流电源代替。因为该电路是线性的，因此可用叠加法分析两个交流电源分开运行时的工作状态。图8中a为初级侧电源单独工作时电路的运行状态，lf2和cf2形成并联谐振，lr2上的电流为0，相当于开路，lr1、cf1和cin,pri形成另一个并联谐振，因此lf1上的电流也为0，相当于开路。根据以上谐振情况，可得：

因为lr2和lf1开路，所以用(11)中的电压传递函数来计算电压和电流：

设则输出有功功率可表示为：

图8中b为次级侧电压源单独工作时电路的运行状态，lf1和cf1形成并联谐振，lr1上的电流为0，相当于开路，lr2、cf2和cin,sec形成另一个并联谐振，因此lf2上的电流也为0，相当于开路。根据以上谐振情况，可得：

因为lr1和lf2开路，所以用(11)中的电压传递函数来计算电压和电流：

由(18)中第3式可以看出，滞后vout90°，由(15)中第3式可以看出，滞后vin90°。输入有功功率可表示为：

由(16)和(19)可以看出，如果忽略等效电阻的损耗，输出功率和输入功率相等。且当输入电压和输出电压之间的移相角θ为90°时，正向传输的的有功功率最大，当输入电压和输出电压之间的移相角θ为-90°时，pin＜0，pout＜0，则有功功率反向传输，且最大。因此，要想获得最大的有功功率传输，则需控制输入电压和输出电压之间的移相角θ为90°(功率正向传输)或-90°(功率反向传输)。同时由(16)和(19)可以看出，可通过调节输入电压和输出电压的大小，来控制传输功率的大小。

移相控制的桥式变换电路，每个桥臂上上下两个开关均为180°互补导通，在初级侧，开关s1和s2构成超前桥臂，s3和s4构成滞后桥臂。在次级侧，开关s5和s6构成超前桥臂，s7和s8构成滞后桥臂。通过调节滞后桥臂相对于超前桥臂滞后的相位，来调节桥式变换电路交流侧方波电压vab和vcd的占空比，从而调节vin和vout来控制传输功率的大小。设vab和vcd的占空比分别为d1和d2，当功率正向传输时，需使vab的相位超前的vcd90°。如图9所示，开关s1和s2的开通时间点向右移s4和s3的开通时间点向左移s5和s6的开通时间点向左移s8和s7的开通时间点向左移当功率反向传输时，需使vcd的相位超前的vab90°。如图10所示，开关s1和s2的开通时间点向左移s4和s3的开通时间点向左移s5和s6的开通时间点向右移s8和s7的开通时间点向左移

给定示例，给定假设按图1和图2摆放和配置的平板，其耦合出来的电容分别为：c12＝1.22nf,c34＝1.22nf,c13＝0.42nf,c24＝0.20nf,c14＝47.2pf,c23＝47.2pf,由(5)计算可得到c1＝1.38nf，c2＝1.38nf，cm＝114.46pf。设cf1＝0.55nf,cf2＝0.55nf,开关频率fsw＝100khz由(13)和(16)计算分别得到lf1＝46uh,lr1＝1.89mh,lf2＝46uh,lr2＝1.89mh。给定两侧的直流电压源va＝vb＝50v，给定占空比图11显示，电流滞后输出电压vcd90°，电流滞后输入电压vab90°。当能量由初级侧到次级侧正向传输时，其相关开关信号以及电压vab和vcd的波形如图12所示，输出有功功率如图13所示为正。当能量由次级侧到初级侧反向传输时，其开关信号以及电压vab和vcd的波形如图14所示，输出有功功率如图15所示为负。

最后，本申请的方法仅为较佳的实施方案，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。