一种基于内置式永磁同步电机的全速度范围位置检测方法与流程

本发明涉及交流调速技术领域，更具体地，涉及一种基于内置式永磁同步电机的全速度范围位置检测方法。

背景技术：

随着永磁材料、电力电子技术和电机控制理论的快速发展，永磁同步电机以优越的性能和牢固性等优点，在数控机床、工业机器人、航空航天、电动汽车等领域得到日益广泛的应用。

永磁同步电动机由于无需励磁电流，运行效率、转矩惯性比和功率密度都很高，因而被广泛地应用在交流调速传动中，但它的高性能控制需要精确的转子位置和速度信号去实现磁场定向。在传统的运动控制系统中，通常采用光电编码器或旋转变压器来检测转子的位置和速度。然而，这些机械式的传感器都要受到自身体积、质量等因素的影响，特别是在有些环境中，机械式传感器受周边环境因素影响较大，容易造成系统不稳定。同时，位置传感器增加了系统的成本。因此，取消这些装置而采用永磁同步电动机无位置传感器矢量控制技术成为交流调速领域中的一大热点。

目前的无位置传感器技术在交流调速领域的存在一些缺点，永磁同步电动机无位置传感器控制技术的研究已经取得了丰硕的成果，但大多依赖于对电动机基波方程的分析，不适于低速及零速下应用，而且对电动机的参数非常敏感。例如滑模观测器、模型参考自适应、反电势以及卡尔曼滤波等方法，都是适用于中高速情况下，不适于低速以及零速范围。为此，必须深入研究低速以及零速在内的转子位置、速度的强鲁棒性检测方法，然后结合中高速的无位置方法，最终实现全速度范围的无位置传感器控制技术。

技术实现要素：

本发明提供一种克服上述问题或者至少部分地解决上述问题的基于内置式永磁同步电机的全速度范围位置检测方法，该方法可实现全速度范围的无位置传感器控制。

根据本发明的一个方面，提供一种基于内置式永磁同步电机的全速度范围位置检测方法，该方法包括应用于中高速范围的模型参考自适应方法和应用于低速及零速范围的最小电压注入法，具体步骤如下：

步骤1，将给定转速n^*与反馈的预测转速比较，通过PI速度调节器得到q轴给定电流i^*_q；

步骤2，将dq轴给定电流i^*_q和i^*_d分别与dq轴反馈电流i_dq比较，通过PI电流调节器得到dq轴电压v_dq；

步骤3，dq轴电压v_dq经park逆变换(2r/2s)得到两相静止电压v_αβ；

步骤4，将两相静止电压v_αβ输入到空间矢量脉宽调制SVPWM中控制逆变器的开关通断，以控制内置式永磁同步电机(IPMSM)。

进一步，所述步骤1中，通过模型参考自适应法的预测转速和最小电压注入法的预测转速加权计算得到预测转速

进一步，所述步骤1中，预测转速的计算公式为其中G₁、G₂分别为的加权系数。

本申请的全速度范围无位置传感器控制方法，采用加权系数算法在模型参考自适应方法和最小电压注入法两种检测方法之间切换。w₁-w₂为转速切换区间，w≤w₁时为低速运行阶段，无速度传感器采用最小电压注入法，此时预测转速的加权系数G1＝1；w₁<w<w₂时为切换阶段，此时的预测转速值为两种方法所得预测转速值的加权和，即G₁+G₂＝1，G1和G2随转速做线性变化；w≥w₂时为中高速运行阶段，无速度传感器控制采用模型参考自适应方法，此时G2＝1。具体的转速切换区间通过进一步实验确定最佳值，由此即可实现内置式永磁同步电机在全速度范围内的无速度传感器控制方法。

进一步，所述步骤2中，采用i^*_d＝0，通过步骤4采集到的电流i_abc经过3s/2r坐标变换得到dq轴反馈电流i_dq。

进一步，由预测转速进行积分得到的预测角度输入到3s/2r坐标变换中。

进一步，所述步骤3中，将由预测转速积分得到的预测角度输入到park逆变换(2r/2s)中。

进一步，所述步骤4中，根据电压矢量采用空间矢量脉宽调制SVPWM算法生成功率器件脉宽信号，再通过电压源逆变器将所述的功率器件脉宽信号产生三相绕组电流i_abc，发送给永磁同步电机IPMSM。

其中，根据电压矢量采用空间矢量脉宽调制SVPWM算法生成功率器件脉宽信号，再通过电压源逆变器将所述的功率器件脉宽信号产生三相绕组电流i_abc，发送给永磁同步电机PMSM。

所述空间矢量脉宽调制SVPWM算法，用于根据电压矢量，采用空间电压矢量脉宽调制算法生成功率器件脉宽信号；电压源逆变器，用于根据所述功率器件脉宽信号产生三相绕组电流，发送给永磁同步电机。

进一步，基于模型参考自适应法的预测转速的方法包括：

步骤11)选择永磁同步电机PMSM本身作为参考模型，以定子电流数学模型作为可调模型，采用并联结构辨识转速；

步骤12)两相静止坐标下电压v_α、v_β经过2s/2r变换得到v_d、v_q，通过并联可调模型，得到预测的dq轴电流永磁同步电机端输出的i_α、i_β经2s/2r变换得到dq轴电流i_dq；

步骤13)将预测的dq轴电流和dq轴电流i_dq一起输入到自适应律中，得到预测转速对预测转速进行积分得到预测角度

进一步，步骤12)中，所述并联可调模型为

进一步，步骤13)中，所述自适应律为

其中，k_p，k_i为比例积分系数。

进一步，基于最小电压注入法的预测转速的方法包括：

αβ轴在注入电压后的变化量经过park变换得到两相旋转坐标轴γδ的电流变化量电流变化量的虚部包含转子位置误差信息通过PLL锁相环即可得到转子的预测速度再对预测速度进行积分就可以得到转子的预测角度

基于上述技术方案，本申请提出的基于内置式永磁同步电机的全速度范围位置检测方法，把适用于中高速范围检测的模型参考自适应方法与适用于低速以及零速范围检测的最小电压注入法相结合，可实现全速度范围的无速度传感器的系统控制。

附图说明

图1为根据本发明实施例的全速度范围的无速度传感器的系统控制框图；

图2为根据本发明实施例的加权系数算法的控制策略图；

图3为根据本发明实施例的系统控制流程图；

图4为根据本发明实施例的模型参考自适应方法具体实现框图；

图5为根据本发明实施例的转子预测位置及预测速度的机理图；

图6为根据本发明实施例的注入电压矢量与电流采样框图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

在根据本申请的一个实施例中，参考图1，提出了全速度范围的无速度传感器的系统控制框图，把适用于中高速范围的模型参考自适应方法与适用于低速以及零速范围的最小电压注入法相结合。主系统仍采用转速电流双闭环结构，给定转速n^*与反馈的预测转速比较后通过PI速度调节器得到q轴给定电流，这里采用i^*_d＝0的控制方法，dq轴给定电流分别与i_abc经过坐标变换得到的dq轴反馈电流比较，通过PI电流调节器得到dq轴电压v_dq，经过park逆变换(2r/2s)得到两相静止电压v_αβ输入到SVPWM调制中控制逆变器的开关通断，从而控制内置式永磁同步电机(IPMSM)。图中为模型参考自适应的预测的速度，为最小电压注入法预测的速度，两者分别乘以加权系数G₂G₁得到反馈的预测速度对得到的预测速度进行积分则得到预测的角度然后输入到2r/2s以及3s/2r坐标变换中。

下面介绍如何实现全速度范围无位置传感器控制方法，这里采用的是加权系数算法在两种检测方法之间切换，算法的控制策略如图2所示。w₁-w₂为转速切换区间，w≤w₁时为低速运行阶段，无速度传感器采用最小电压注入法，此时预测转速的加权系数G1＝1；w₁<w<w₂时为切换阶段，此时的预测转速值为两种方法所得预测转速值的加权和，即G₁+G₂＝1，G1和G2随转速做线性变化；w≥w₂时为中高速运行阶段，无速度传感器控制采用模型参考自适应方法，此时G2＝1。具体的转速切换区间通过进一步实验确定最佳值，由此即可实现内置式永磁同步电机在全速度范围内的无速度传感器控制方法，系统控制流程图如图3所示。

其中，模型参考自适应法是一种较常用的基于基波励磁估算转子位置和速度的方法，核心是模型参考自适应辨识。思想是将含有待估计参数的方程作为可调模型，将不含未知参数的方程作为参考模型，两个模型具有相同物理意义的输出量。两个模型同时工作，并利用其输出量的差值，根据合适的自适应率来实时调节可调模型的参数，以达到控制对象输出跟踪参考模型的目的。Lyapunov稳定性理论和Popov的超稳定理论都是设计自适应律的有效工具，这里采用Popov超稳定理论。

模型参考自适应法是基于稳定性设计的参数辨识方法，能保证参数估计的渐进收敛，具有良好的动态性能。

根据永磁同步电机PMSM在旋转d、q坐标系下的数学模型，电机定子电流的数学模型与其转子速度有关。

这里r_s为定子电阻，为预测的转子速度，为转子的d、q轴磁链，ψ_fm为永磁体磁链，p为极对数，L_d，L_q分别为直交轴电感，v_d，v_q分别为转子直交轴电压，分别为转子直交轴电流。

参考图4，为模型参考自适应方法的具体实现框图，这里可以选择永磁同步电机PMSM本身作为参考模型，而定子电流数学模型作为可调模型，采用并联结构辨识转速。根据上述的电压、磁链方程得到并联的电流可调模型，两相静止坐标下电压v_α、v_β经过2s/2r变换得到v_d、v_q，通过并联可调模型

得到预测的dq轴电流然后与电机端得到的dq轴电流一起输入到自适应律中得到预测转速对转速积分得到预测角度能否构建性能优良的模型参考自适应算法，关键问题之一就是自适应率的确定，自适应率一般选择比例加积分的形式，通常有三个基本的设计方法：参数局部最优，稳定性和超稳定性设计方法。这里根据Popov超稳定性定理可得自适应率

这里k_p，k_i为比例积分系数，从而可以得到模型参考自适应方法估计的速度，对速度积分就可得到转子角度。

其中，最小电压注入法可以用于低速以及零速系统的速度位置预测，不需要滤波器来提取高频电流信号，由于不需要在电流控制环中加装低通滤波器(LPF)，所以内部电流环的控制带宽不会被减小，因此，这种方法有很好的实用性。

对于低速以及零速范围，提出的最小电压注入方法的位置可以通过电机转子的凸极性(直轴电感Ld不等于交轴电感Lq)和各种高频注入信号中获得。高频信号可以注入到旋转dq坐标系，也可以注入到静止的2相αβ坐标系中。同时，高频信号可以是高频电压也可以是高频电流，又可以是旋转高频信号或脉振信号，这里选用的是单独的电压矢量信号注入到旋转的dq坐标系中，根据电机转子凸极性检测对应产生的定子电流变化率直接联系到转子的位置信息。

永磁同步电机的电压方程为：

其中，ω_r为真实的转子速度，其他参数同上述注释。

这个电压方程是在真实的旋转dq坐标系下的，所以它不能直接用于位置预测，通常需要把它转换为在预测的旋转dq坐标系或静止的αβ坐标系系下，然后来获得转子位置信息。把上述电压方程表示在复合αβ坐标系下得到：

上式中：

L₁＝(L_d+L_q)/2，L₂＝(L_d-L_q)/2，θ_r为真实转子位置，其他参数同上述注释。

当转速ω_r比较小并且远大于时上式可简化成：

求解此式得到

在一个开关周期里近似等于

其中，

θ_u是注入的电压矢量同αβ坐标系的夹角，V为注入电压矢量的幅值。

将上式电流变化率变换到预测的γδ坐标系下：

为注入电压矢量变道预测的γδ坐标系下矢量。

这里我们把电压矢量注入到d(γ)轴上，此时，所以上式变为：

从上式可以看出，电流变化量的虚部包含转子位置误差信息

k＝Δtc₂V为一个常数，所以γδ轴电流变化率的虚部正比于转子位置误差。

参考图5，为上述产生转子预测位置及预测速度的机理图，为αβ轴在注入电压后的变化量，经过park变换得到两相旋转坐标轴γδ的电流变化量由上述分析可知，电流变化量的虚部包含转子位置误差信息通过PLL锁相环环节(PI调节)即可得到转子预测速度再对预测速度积分就可以得到转子预测的角度

参考图6，为注入电压矢量与电流采样框图，控制周期分为正常磁链空间定向周期(如图6中I所示的时的时段)和电压注入周期(如图6中II所示的时段)，并且两者持续时间相同，都为开关周期100us，注入电压加在两个FOC控制中间，电流采样在每次注入周期的始端与末端，如为注入周期始端的αβ轴电流采样值，为末端的αβ轴电流采样值。由此可以得到的虚部，从而完成了最小电压注入方法的无速度传感器控制技术，其中，

结合前文所述的模型参考自适应方法与最小电压注入方法就完成了全速度范围的无速度传感器控制技术。

最后，本申请的方法仅为较佳的实施方案，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。