永磁同步电机的控制系统及采用此控制系统的控制方法
【专利摘要】本发明提供一种结构精简的永磁同步电机的控制系统，包括MTPA和弱磁算法模块、PARK变换和CLARK变换模块、电流PI控制部件、IPARK变换和ICLARK变换模块、三相静止坐标系SVPWM过调制模块以及逆变器。本发明还提供一种采用上述控制系统控制永磁同步电机的方法，本发明控制方法从一个新角度看待SVPWM的过调制问题，取消了扇区的概念并统一了SVPWM线性调制和过调制算法，避免了常规算法中控制角和保持角的计算，可实现从线性调制到六阶梯模式的连续平滑调制，不仅简化了算法而且还提高了控制精度，从而减小了电压电流谐波含量，减小了转矩脉动。
【专利说明】
永磁同步电机的控制系统及采用此控制系统的控制方法
技术领域
[0001] 本发明设及电机控制技术领域，具体设及一种永磁同步电机的控制系统及采用此 控制系统的控制方法。
【背景技术】
[0002] 目前，纯电动汽车驱动系统大多采用永磁同步电机，而内置式永磁同步电机优良 的外特性广泛应用于纯电动汽车。由于永磁同步电机转速受直流母线电压的限制，而纯电 动汽车直流母线电压受电池制约，因此，提高直流母线电压利用率对纯电动汽车控制器具 有重要意义。
[0003] 过调制技术是提高直流母线电压利用率最常用的方法。现有技术中关于过调制的 策略大略可分为两类：
[0004] 1、经典的空间矢量脉宽调制（SVPWM)过调制连续控制方法，该法根据调制系数的 不同，将过调制区分为i、n两个阶段;过调制I区仅仅改变矢量的幅值，而过调制n区要同 时改变矢量的幅值和相角，W保证逆变器输出电压的连续性。如申请号为201310516830.5 的发明专利，具体公开了一种双模式SVPWM过调制方法，包括:根据调制系数将调制区域划 分为线性调制区、过调制1区和过调制2区，其中0<MI<0.9069为线性调制区，0.9069<MI 《0.9517为过调制1区，0.9517<MI《1为过调制2区，MI为调制系数;在线性调制区采用传 统的SVPWM调制方法;在过调制1区采用参考角度来控制实际输出电压矢量的补偿;在过调 审IJ2区采用实际输出电压矢量在相角为保持角度处跳变，通过跳变来跟随期望输出电压矢 量的方式来控制输出电压矢量的轨迹。
[0005] 此种双模式控制算法需要傅里叶级数计算不同调制度下参考角和保持角，但在线 计算量大，如果采用离线查表的又降低了控制精度。
[0006] 2、将两个阶段的过调制合成为单模式策略，控制算法精度不高。
[0007] 现有技术中运两种算法基本思路都是针对经典SVPWM实施步骤，均需要补充额外 的过调制算法来实现，然而永磁同步电机控制器计算能W有限，而且对实时性和控制精度 要求很高，因此，现有技术有待改进。
【发明内容】
[000引本发明目的在于提供一种结构精简的永磁同步电机的控制系统，包括MTPA和弱磁 算法模块、PA服变换和化A服变换模块、电流PI控制部件、IPA服变换和ICLA服变换模块、S 相静止坐标系SVPWM过调制模块W及逆变器；
[0009] 所述电流PI控制部件包括直轴电流PI控制器W及交轴电流PI控制器；
[0010] 所述MTPA和弱磁算法模块同时与所述直轴电流PI控制器和所述交轴电流PI控制 器连接；
[0011] 所述直轴电流PI控制器和所述交轴电流PI控制器均与所述IPA服变换和I化A服变 换模块连接；
[0012] 所述S相静止坐标系过调制SVPmi模块分别与所述IPA服变换和ICLARK变换模块 和所述逆变器连接；
[0013] 所述逆变器与永磁同步电机连接；
[0014] 所述PA服变换和CLA服变换模块同时与直轴电流PI控制器、交轴电流PI控制器W 及永磁同步电机立者连接。
[0015] 本发明还提供一种上述控制系统的控制方法，具体是包括W下步骤：
[0016] 第一步、MTPA和弱磁算法模块根据转矩给定值计算得到直轴电流给定值和交轴电 流给定值输出给电流PI控制部件；
[0017] PA服变换和CLA服变换模块将永磁同步电机实际的A相电流和B相电流从S相静止 坐标系变换到与转子磁场同步旋转的坐标系，得到直轴电流实际值和交轴电流实际值输出 给电流PI控制部件；
[0018] 第二步、电流PI控制部件中的直轴电流PI控制器根据给直轴电流给定值和直轴电 流实际值的偏差做PI运算得到直轴参考电压输出给所述IPA服变换和ICLA服变换模块；电 流PI控制部件中的交轴电流PI控制器根据给交轴电流给定值和交轴电流实际值的偏差做 PI运算得到交轴参考电压输出给所述IPARK变换和ICLARK变换模块；
[0019] 第S步、IPARK变换和ICLA服变换模块将旋转坐标系内的直轴参考电压和交轴参 考电压变换到=相静止坐标系内，得到A相参考电压、B相参考电压和C相参考电压输出给= 相静止坐标系过调制SVPWM模块；
[0020] 第四步、S相静止坐标系过调制SVPWM模块根据S相静止坐标系内的A相参考电 压、B相参考电压和C相参考电压计算得到驱动=相桥臂的PWM波；
[0021] 第五步:驱动=相桥臂的PWM波驱动逆变器产生=相电流控制永磁同步电机。
[0022] W上技术方案中优选的，所述第四步中S相静止坐标系过调制SVPmi模块根据S 相静止坐标系内的A相参考电压、B相参考电压和C相参考电压计算得到驱动=相桥臂的PWM 波的具体过程是：
[0023] 步骤EU获得表达式4)和表达式5)，得到Ta和Tb的值：
[0024] 4);
[00剧 5)；
[0026] 其中，Ts为S相静止坐标下电压矢量Uref的作用时间；目为S相静止坐标下电压矢 量Uref与电压矢量Ua之间的夹角;Udc为母线电压；
[0027] 步骤E2、根据表达式4)和表达式5似及令Ta=Ta-T。和Tb = Tb-T。，得到表达式6)，将 步骤El中得到的Ta和Tb的值代入表达式6)获得Ta、Tb、Tc的值：
[00巧]其中，Ta、化、Tc刃并打巧《的作用时间，甘王吞均位t〇-Ts之间；[0030] 步骤E3、将步骤E2所得Ta、Tb、Tc的值代入表达式16)，求出T ' a，T ' b，T ' C的值：
[002引 6)；
[0031]
16)；
[0032] 其中：T'aJ'bJ'。为S相桥臂的作用时间；
[003；3 ]步骤E4、根据步骤E3获得的T ' a，T ' b，T ' C的值输出驱动；相桥臂的PWM波。
[0034] W上技术方案中优选的，所述步骤El中获取表达式4)和表达式5)的具体步骤是：
[00巧]电压矢量Uref在S相静止坐标下分解成S相电压矢量Ua、化、Uc, S者之间相互形成 120°的夹角；
[0036] 根据伏秒平衡原则得到表达式1):
[0037] TsUref = TaUa+T扣b+TcUc 1 );
[003引其中，Ts为调制周期，Ta、Tb、Tc为并行时间；
[0039] 根据电机S相电压存在的关系化= -Ua-UbW及表达式1)获得表达式2):
[0040] TsUref =( Ta-Tc ) Ua+ ( Tb-Tc )化 2 );
[0041 ] 定义Ta=Ta-Tc W及Tb = Tb-Tc，表达式2)变为表达式3):
[0042] TsUref = TAUa+TBUb 3);
[0043] 由于Uref的作用时间为Ts，则可得到表达式4)和表达式5):
[0044] 4);
[0045] ,.
[0046] 其中，Ts为S相静止坐标下电压矢量Uref的作用时间；目为S相静止坐标下电压矢 量Uref与电压矢量化之间的夹角;Udc为直流母线电压。
[0047] W上技术方案中优选的，所述步骤E2获得表达式6)的具体方法是：采用5段式 SVPWM，有 min(Ta，Tb，Tc)=0;
[004引根据 Ta=L-Tc 和 TB = Tb-Tc,则有：
[0049] 6) 6
[0050] W上技术方案中优选的，所述步骤E3中获得表达式16)的方法是：
[0化1 ] 针对第一扇区：采用最小误差过调制原理，得到:护ref = TsUa巧化、3 = TsJ/ C = OW及表达式7):
[0化2]化 ref-U'ref)Ub = 0 7);
[0化6]
[OOM ]设TsU ' ref = T ' aUa+T ' bUb+T ' cUc，可得表达式8 ):[0054] [ (Ta-Ts)Ua+ (Tb-Tb')Ub]Ub = O (8)[0055] 将表达8)展开后得表达式9):
9);
[0057] 定义Tmax = max (Ta，Tb，Tc )，Tmid = mi d (Ta，Tb，Tc )，获得过调制区求解模型的表达式
15)：
[0化8; 15);
[0059] 统一S相静止坐标系下线性调制区和过调制区求解模型，即得表达式16):
[0060] Ib),
[0061 ]本发明的技术方案对SVPmi本质分析，从一个新角度看待SVPmi的过调制问题，取 消了扇区的概念并统一了 SVPWM线性调制和过调制算法，避免了常规算法中控制角和保持 角的计算，可实现从线性调制到六阶梯模式的连续平滑调制，不仅简化了算法而且提高了 控制精度，从而减小了电压电流谐波含量，减小了转矩脉动。
[0062] 除了上面所描述的目的、特征和优点之外，本发明还有其它的目的、特征和优点。 下面将参照图，对本发明作进一步详细的说明。
【附图说明】
[0063] 构成本申请的一部分的附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实 施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
[0064] 图1是本发明优选实施例1的永磁同步电机的控制系统的结构示意图；
[0065] 图2是图1中电流PI控制部件的内部结构示意图；
[0066] 图3是S相静止坐标下电压矢量Uref的合成关系图；
[0067] 图4是现有技术S个作用时间的关系图；
[006引图5是本实施例1作用时间Ta、Tb、Tc的关系图；
[0069] 图6是本实施例1第一扇区的最小误差过调制原理示意图；
[0070] 图7是本实施例1在过调制一区合成电压矢量轨迹图；
[0071 ]图8是本实施例1在过调制二区合成电压矢量轨迹图；
[0072] 其中，1、MTPA和弱磁算法模块，2、PA服变换和化A服变换模块，3、电流PI控制部件， 31、直轴电流PI控制器，32、交轴电流PI控制器，4、IPA服变换和I化A服变换模块，5、S相静 止坐标系过调制SVPWM模块，6、逆变器，7、永磁同步电机。
【具体实施方式】
[0073] W下结合附图对本发明的实施例进行详细说明，但是本发明可W根据权利要求限 定和覆盖的多种不同方式实施。
[0074] 实施例1:
[0075] 参见图1W及图2，一种永磁同步电机的控制系统，包括MTPA(最大转矩电流比）和 弱磁算法模块1、PA服变换和化A服变换模块2、电流PI控制部件3、IPA服变换和ICLA服变换 模块4、=相静止坐标系SVPWM过调制模块5 W及逆变器6。
[0076] 所述电流PI控制部件3包括直轴电流PI控制器31W及交轴电流PI控制器32。
[0077] 所述MTPA和弱磁算法模块1同时与所述直轴电流PI控制器31和所述交轴电流PI控 制器32连接。
[007引所述直轴电流PI控制器31和所述交轴电流PI控制器32均与所述IPARK变换和 ICLARK变换模块4连接。
[0079 ]所述=相静止坐标系过调制SVPWM模块5分别与所述IPAI^K变换和I CLAm(变换模块 4和所述逆变器6连接。
[0080] 所述逆变器6与永磁同步电机7连接。
[0081 ]所述PA服变换和化A服变换模块2同时与直轴电流PI控制器31、交轴电流PI控制器 32 W及永磁同步电机7 =者连接。
[0082] 采用上述永磁同步电机的控制系统进行控制的方法具体是:包括W下步骤：
[0083] 第一步、MTPA和弱磁算法模块1根据转矩给定值Teref计算得到直轴电流给定值 i化ef和交轴电流给定值iqref输出给电流PI控制部件3,具体方式可参照现有技术。
[0084] PA服变换和CLA服变换模块2将永磁同步电机的实际A相电流IA和B相电流IB从S 相静止坐标系变换到与转子磁场同步旋转的坐标系，得到直轴电流实际值I化eal和交轴电 流实际值Iqreal输出给电流PI控制部件3,具体方式可参照现有技术。
[0085] 第二步、电流PI控制部件3中的直轴电流PI控制器31根据给直轴电流给定值Wref 和直轴电流实际值I化eal的偏差做PI运算得到直轴参考电压IKlref输出给所述IPA服变换 和ICLARK变换模块4;电流PI控制部件3中的交轴电流PI控制器32根据给交轴电流给定值 iqref和交轴电流实际值Iqreal的偏差做PI运算得到交轴参考电压uqref输出给所述IPA服 变换和ICLARK变换模块4;具体方式可参照现有技术。
[0086] 第S步、IPA服变换和ICLA服变换模块将旋转坐标系内的直轴参考电压IKlref和交 轴参考电压叫ref变换到S相静止坐标系内，得到A相参考电压uaref、B相参考电压ubref和 C相参考电压ucref输出给=相静止坐标系过调制SVPWM模块5，详见图3，具体是：
[0087] 二相电压矢量Ua、化、Uc互差120°夹角，目为二相静止坐标下电压矢量Uref与电压矢 量Ua之间的夹角，Ts为调制周期，Ta、Tb、Tc为并行时间。
[008引第四步、S相静止坐标系过调制SVP歷模块5根据S相静止坐标系内的A相参考电 压uaref、B相参考电压Ubref和C相参考电压ucref计算得到驱动S相桥臂的PWM波PWM，详情 如下：
[0089] 步骤El、获得表达式4)和表达式5)，得到Ta和Tb的值，详情如下：
[0090] 根据伏秒平衡原则得到表达式1):
[0091] TsUref = TaUa+T扣b+TcUc 1 );
[OOW]其中，Ts为调制周期，Ta、Tb、Tc为并行时间，现有技术中作用时间To、Ti、T2为一种串 行时间关系，详见图4和图5;
[0093] 根据电机S相电压存在的关系化= -Ua-UbW及表达式1)获得表达式2):
[0094] TsUref= (Ta-Tc) Ua+(Tb-Tc) Ub 2);
[0095] 定义TA=Ta-TcW及TB = Tb-Tc,表达式2)变成表达式3):
[0096] TsUref = TaU3+Tb 化 3);
[0097] 由于Uref的作用时间（即调制周期)为Ts,则可得到表达式4)和表达式5):
[009引 4):;
[0099]
[0100] 步骤E2、根据表达式4)和表达式5似及令Ta=Ta-Tc和Tb = Tb-Tc，得到表达式6 )，将 步骤El中得到的Ta和Tb的值代入表达式6)获得Ta、Tb、Tc的值，详情是：
[0101] 本实施例采用5段式SVPWM，则Ta、Tb、Tc中必有一个为零，又因 Ta、Tb、Tc都为正，则立 者中最小一个必为零，即满足min(Ta，Tb，Tc)= 0。结合Ta= Ta-Tc和Tb = Tb-Tc，则有表达式6):
[0側
6);
[0103] 通过表达式6)可得到Ta、Tb、Tc的值。
[0104] 步骤E3、利用E2获得的Ta、Tb、Tc的值，得到T'a，T'b，T'c的值，详情如下：
[0105] 当电压矢量Uref处于线性调制区时满足111曰义化，孔，1'。）《13，当&6:处于过调制区时 max(Ta,Tb,Tc)>Ts。
[0106] 现W最小误差为原则处理过调制，实际合成电压矢量U'ref应满足A U = Uref-ITref 最小。在线性调制区A U = O,在过调制区时需求取模型，W第一扇区为例，最小误差过调制 原理示意图如图6所示：
[0107] 由图6可得：出现过调制时参考电压Uref超过S角形OAB的边AB，作Uref到AB边的垂 线交于点C，可W看出误差I A U = Uref-IT ref I最小。虽然实际合成电压矢量U'ref与参考电压 Uref相角存在一定偏差，但误差幅值已达到最小U'ref。
[010引现假设 T S U ' r e f = T ' a U a + T ' b U b + T ' C U C，因为 U ' r e f 位于边 A B 上，
，因此有T'a = Ts，T'c = 0。因为M垂直于化，所W它 们的点积为零，如表达式7):
[0109] 化 ref-U'ref)Ub = 0 7);
[0110] 将表达式7 )带入TsU ' ref = T ' aUa+T '扣b+T ' cUc可得表达式8 ):
[0111] [ (Ta-Ts )Ua+( Tb-T'b)Ub JUb = O 8)；
[0112] 将表达式8)展开后可得表达式9):
[0…]
9)。
[0114] 按照上述推导原理可W推导出其他扇区S相桥臂作用时间T'a，T'b，T'。，如下：
[0115] 第二扇区的作用时间如表达式10):
[012 引现定义 1"3、= 111曰义化，1'6，1'。），1?1<1 = 1111(1化，1'6，1'。），六个扇区的1''3，門，1''。，均满足 表达式15):
[0116] …）。
[0117]
[011引 比）。
[0119]
[0。0] m。
[0121] 関 出。
[0123]
[0124] 14).
[0。6]
15).
[0127]综上，统一S相静止坐标系下线性调制区和过调制区求解模型，即得表达式16):
[012 引
[0129] 步骤E4、根据步骤E3获得的T ' a，T ' b，T ' C的值输出驱动；相桥臂的PWM波。
[0130] 第五步:驱动=相桥臂的PWM波驱动逆变器6产生=相电流控制永磁同步电机7。
[0131 ]本发明通过表达式11)得到的T ' a，T ' b，T '。为输出S相Pmi导通时间，直接输出PWM 控制电机，由求解模型可W看出本发明无需判断扇区，简化了模型，总体计算量大幅减小， 同时将线性调制区和过调制区模型统一，避免了现有过调制算法中控制角和保持角的计 算。
[0132] 定义调制度为m= |Ur|/(2A*UdE)，Ur为实际电压参考基波幅值，U,,,,为逆变器在六 拍阶梯波工作状态下输出的相电压基波幅值。当合成电压矢量满足
时
处于线性调制区，其牛 可计算得此时调制度0<m< = 0.9069。合成电压矢量 G 没有超过正六边形区域，max(Ta，Tb，Tc)《Ts始终成立，可由表达式16)求出1''3，1''6，1''。。当 合成电压矢量满足
时处于过调制一区，u'ref轨迹如图7中黑实线 所示:超出正六边形区域的部分缩小至正六边形上，未超出正六边形区域的部分不变。当合 成电压矢量Uref = Ua时，实际参考电压矢量u'ref轨迹正好沿着正六边形边界。根据傅里叶变 换可W求出合成电压基波幅值M Ur M =0.6059Udc，此时调制比m=0.9517。故过调制一区调 制比0.9096<m< = 0.9517,可直接由表达式16)求解。
[0133] 当合成电压矢量满足MUrefM>MUa||时处于过调制二区，Uref轨迹与正六边形无 交点，图8中粗虚线为实际合成电压矢量U'ref轨迹，由表达式11)计算出的T'施出[0，Ts]范 围时取边界值，此时U ' ref轨迹位于正六边形顶点。I I Uref M越大，T ' b超出[0，Ts ]范围时间越 多，ITref轨迹在正六边形顶点滞留时间越长，沿边界运动的时间比例越小。当U'ref足够大 时，T'b -直超出[0，Ts]，U'ref轨迹仅在六个顶点间跳动，由傅里叶变换计算可得合成电压基 波幅值
，此时调制度m=l。
[0134] 为了验证本发明的有效性，在纯电动汽车20KW永磁同步电机控制系统上验证了本 发明。本实验使用的永磁同步电机参数:额定功率20KW，峰值功率40KW，额定转速2000rpm， 峰值转速SOOOrpm，额定电压226V，峰值转矩200侃1。控制系统主控制单元使用TI公司 TMS320F28335，开关频率采用化，输出频率控制为50化，调制度m Wo. OOl为步长，从0.9增加 至1。实验过程中分别采用双模式在线过调制算法，双模式离线过调制算法，单模式过调制 算法和本发明过调制算法。记录一个周期内程序运行时间，并选取过调制一区点m = 0.920、 过调制一区和二区分界点m = 0.952、过调制二区点m = 0.980分析总谐波崎变率THD记录下 表中，总谐波崎变率定义为
|:U为逆变器输出电压有效值，化为基波电 压有效值，详见表1:
[0135] 表1现有技术与本发明的效果比较表
[0136]
[0137] 从表1中的数据可W看出本发明算法不仅缩短了一个计算周期内算法执行时间， 而且在过调制区不同调制度m下总谐波崎变率T皿都优于其他过调制算法。
[0138] 综上所述，本发明将一种全新的过调制算法应用于纯电动汽车用永磁同步电机控 制系统中，从一个新角度实现过调制，统一了线性调制区和过调制区计算，不需要计算过调 制算法中控制角和保持角，大大简化了算法，缩短了一个周期内算法执行时间。而且在过调 制区总谐波崎变率T皿明显减小。
[0139] 本发明设及的参数及其中文含义统计表如表2所示：
[0140] 表2本发明被及的参数及其中文含义统计表
[0141]
[0142]
[0143] W上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技 术人员来说，本发明可W有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修 改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
【主权项】
1. 一种永磁同步电机的控制系统，其特征在于，包括ΜΤΡΑ和弱磁算法模块（1)、PA服变 换和CLA服变换模块(2)、电流PI控制部件(3)、IPA服变换和ICLA服变换模块(4)、Ξ相静止 坐标系SVPWM过调制模块(5) W及逆变器(6); 所述电流PI控制部件(3)包括直轴电流PI控制器(31) W及交轴电流PI控制器(32); 所述MTPA和弱磁算法模块（1)同时与所述直轴电流PI控制器(31)和所述交轴电流PI控 制器(32)连接； 所述直轴电流PI控制器（31)和所述交轴电流PI控制器（32)均与所述IPARK变换和 ICLARK变换模块(4)连接； 所述Ξ相静止坐标系过调制SVP歷模块（5)分别与所述IPA服变换和I化ARK变换模块 (4)和所述逆变器(6)连接； 所述逆变器(6)与永磁同步电机连接； 所述PA服变换和CLA服变换模块(2)同时与直轴电流PI控制器(31)、交轴电流PI控制器 (32) W及永磁同步电机Ξ者连接。2. -种采用如权利要求1所述永磁同步电机的控制系统的控制方法，其特征在于，包括 W下步骤： 第一步、MTPA和弱磁算法模块（1)根据转矩给定值计算得到直轴电流给定值和交轴电 流给定值输出给电流PI控制部件(3); PARK变换和CLA服变换模块（2)将永磁同步电机实际的A相电流和B相电流从Ξ相静止 坐标系变换到与转子磁场同步旋转的坐标系，得到直轴电流实际值和交轴电流实际值输出 给电流PI控制部件(3); 第二步、电流PI控制部件(3)中的直轴电流PI控制器(31)根据给直轴电流给定值和直 轴电流实际值的偏差做PI运算得到直轴参考电压输出给所述IPA服变换和ICLA服变换模块 (4);电流PI控制部件(3)中的交轴电流PI控制器(32)根据给交轴电流给定值和交轴电流实 际值的偏差做PI运算得到交轴参考电压输出给所述IPARK变换和ICLARK变换模块(4); 第Ξ步、IPA服变换和I化A服变换模块(4)将旋转坐标系内的直轴参考电压和交轴参考 电压变换到Ξ相静止坐标系内，得到A相参考电压、B相参考电压和C相参考电压输出给Ξ相 静止坐标系过调制SVPWM模块(5); 第四步、Ξ相静止坐标系过调制SVPWM模块(5)根据Ξ相静止坐标系内的A相参考电压、 B相参考电压和C相参考电压计算得到驱动Ξ相桥臂的PWM波； 第五步:驱动Ξ相桥臂的PWM波驱动逆变器(6)产生Ξ相电流控制永磁同步电机(7)。3. 根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述第四步中Ξ相静止坐标系过调制 SVP丽模块(5)根据Ξ相静止坐标系内的A相参考电压、B相参考电压和讨目参考电压计算得 到驱动Ξ相桥臂的PWM波的具体过程是： 步骤E1、获得表达式4)和表达式5)，得至IjTA和Tb的值：其中，了5为；相静止坐标下电压矢量Uref的作用时间；0为；相静止坐标下电压矢量Uref 与电压矢量Ua之间的夹角;Udc为母线电压； 步骤E2、根据表达式4)和表达式5) W及令Ta=Ta-Tc和Tb = Tb-Tc，得到表达式6)，将步骤 E1中得到的Τα和Tb的值代入表达式6)获得Ta、Tb、Tc的值：其中，Ta、化、Tc为并行关系的作用时间，且Ξ者均位于0-Ts之间； 步骤E3、将步骤E2所得Ta、Tb、Tc的值代入表达式16)，求出T ' a，T ' b，T ' C的值：其中:1" a，Τ\，1"。为Ξ相桥臂的作用时间； 步骤Ε4、根据步骤Ε3获得的Τ ' a，Τ ' b，Τ ' C的值输出驱动；相桥臂的PWM波。4. 根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述步骤E1中获取表达式4)和表达式 5)的具体步骤是： 电压矢量Uref在Ξ相静止坐标下分解成Ξ相电压矢量Ua、Ub、化，Ξ者之间相互形成120° 的夹角； 根据伏秒平衡原则得到表达式1): TsUref = TaUa+T 扣 b+TcUc 1); 其中，Ts为调制周期，Ta、Tb、Tc为并行时间； 根据电机Ξ相电压存在的关系化= -Ua-UbW及表达式1)获得表达式2): LUref = ( Ta-Tc ) Ua+ ( Tb-Tc )化 2 ); 定义Ta=Ta-Tc W及Tb = Tb-Tc，表达式2)变为表达式3): TsUref = TAUa+TB 化 3); 由于Uref的作用时间为Ts，贝柯得到表达式4)和表达式5):其中，了5为立相静止坐标下电压矢量Uref的作用时间；0为立相静止坐标下电压矢量Uref 与电压矢量化之间的夹角;Udc为直流母线电压。5. 根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述步骤E2获得表达式6)的具体方法 是:采用 5 段式 SVPWM，有 min(Ta，Tb，Tc)=0; 根据 Ta=L-T。和 Tb = Tb-T。，则有：6 !.6.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述步骤E3中获得表达式16)的方法 是： 针对第一扇区：采用最小误差过调制原理，得到:IJ/ ref = TsUa巧/扣b、T/ a = Ts、T/ C = 0 W及 表达式7): (UrerU'ref)Ub = 〇 7); 设TsU ' ref = Τ ' aUa+T ' 扣叶Τ ' cUc，可得表达式8 ): [(Ta-Ts)Ua+(Tb-T'b)化扣 b = 〇 8); 将表达8)展开后得表达式9):9 ):； 定义Tmax=max (Ta，Tb，Tc)，Tmid=mid (Ta，Tb，Tc)，获得过调制区求解模型的表达式15 ):15)； 统一Ξ相静止坐标系下线性调制区和过调制区求解模型，即得表达式16):
【文档编号】H02P21/22GK105978439SQ201610479253
【公开日】2016年9月28日
【申请日】2016年6月27日
【发明人】刘竹, 万炳呈, 盛孝雄
【申请人】湖南省耐为数控技术有限公司