一种DC-DC电源变换器拓扑结构电路的制作方法

本实用新型涉及一种DC-DC电源电路，尤其是涉及一种DC-DC电源变换器拓扑结构电路。

背景技术：

目前DC/DC隔离开关电源所用的拓扑结构有反激式和正激式两大类。反激式开关电源输出电源质量较差；正激式中推挽式开关电源输出电源质量较好，但输入、输出调节范围小；单端正激式开关电源，输入电压范围较大，但输出电源质量差；桥式开关电源输出功率大，但控制电路复杂，且输出电源质量较差。上述几种电源拓扑结构均无法满足在超宽输入电压输入范围内输出高质量电源的要求。

技术实现要素：

本实用新型的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种DC-DC电源变换器拓扑结构电路，满足超宽输入电压范围内输出高质量电源的要求，具有结构简单、易于控制、性能优异、成本低廉等优点。

本实用新型的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种DC-DC电源变换器拓扑结构电路，包括依次连接的推挽式电源变换器输入电路、变压器和推挽式电源变换器输出电路，以及连接推挽式电源变换器输入电路的串联式变换器电路，输入电压连接变压器，负载连接推挽式电源变换器输出电路的输出端；

所述变压器包括分开缠绕在磁芯上的初级绕组N1和次级绕组N2，所述初级绕组N1的中间点连接输入电压端+Vin，所述次级绕组N2连接推挽式电源变换器输出电路的输入端；

所述推挽式电源变换器输入电路包括多谐振荡器U1、NMOS管Q1、Q2，所述多谐振荡器U1的正脉冲输出端连接NMOS管Q1的栅极，多谐振荡器U1的负 脉冲输出端连接NMOS管Q2的栅极，所述NMOS管Q1的源极和NMOS管Q2的源极均连接参考电流端E，NMOS管Q1的漏极连接初级绕组N1的一端，所述NMOS管Q2的漏极连接初级绕组N1的另一端；

所述串联式变换器电路包括电流型脉宽调制器U2、NMOS管Q3、电容C1、电感L1、二极管V2和电阻R1、R2、R^*、R_S，所述电阻R1的一端连接输入电压端+Vin，电阻R1的另一端分别连接电流型脉宽调制器U2的直流电源供电端和电阻R2的一端，所述电阻R2的另一端分别连接电流型脉宽调制器U2的反馈电压输入端和电阻R^*的一端，所述电阻R^*的另一端连接参考地，所述电流型脉宽调制器U2的推挽输出端连接NMOS管Q3的栅极，电流型脉宽调制器U2的电流检测输入端分别连接NMOS管Q3的源极和电阻R_S的一端，所述电阻R_S的另一端连接参考地，所述NMOS管Q3的漏极分别连接电感L1的一端和二极管V2的正极，所述电感L1的另一端分别连接电容C1的一端和参考电流端E，所述电容C1的另一端分别连接二极管V2的负极和输入电压端+Vin。

所述电流型脉宽调制器U2的频率是多谐振荡器U1的频率的两倍。

所述串联式变换器电路还包括辅助电源电路，所述辅助电源电路连接电流型脉宽调制器U2的直流电源供电端。

所述辅助电源电路包括次级绕组N3、二极管V1和电容C3，所述次级绕组N3缠绕在与初级绕组N1对应的磁芯上，次级绕组N3的一端分别连接电容C3的一端和参考地，次级绕组N3的另一端连接二极管V1的正极，所述二极管V1的负极分别连接电容C3的另一端和电流型脉宽调制器U2的直流电源供电端，二极管V1的负极还经电阻R2连接电流型脉宽调制器U2的电压反馈端。

所述推挽式电源变换器输出电路包括整流电路和滤波电路，所述整流电路的输入端连接次级绕组N2，整流电路的输出端连接滤波电路的输入端，所述滤波电路的输出端连接负载。

所述整流电路包括二极管V3、V4，所述次级绕组N2的中间点连接地端，次级绕组N2的一端连接二极管V3的正极，次级绕组N2的另一端连接二极管V4的正极，所述二极管V3的负极和二极管V4的负极均连接滤波电路的输入端。

所述滤波电路包括电感L2和电容C2，所述电感L2的一端连接整流电路的输出端，电感L2的另一端分别连接电容C2的一端和负载的一端，所述电容C2的另一端和负载的另一端均连接地端。

所述电流型脉宽调制器为脉冲占空比0～100％可调的电流型脉宽调制器。

所述输入电压的最高值和最低值之比为10:1。

与现有技术相比，本实用新型具有以下优点：

1)本实用新型设计了推挽式与串联式的电源变换组合，推挽式变换器输入电路负责将输入电压极性转换成正负半周交替变化的方波并由变压器传递至电源输出电路，串联式变换器电路主要负责检测输出电压的变化及时调整Q3导通与截止的时间占比，使输出电压不随输入电压及负载变化而变化，从而实现输出稳定，本实用新型结构简单，易于控制，性能优异，且成本低廉，非常适合在输入变化大，输出要求高的精密测量仪表中使用。

2)本实用新型还设计了辅助电源电路，初级绕组N1产生电磁感应将能量转移至辅助电源电路的次级绕组N3及输出，辅助电源电路输出电压整流成直流电压为U2等进行持续供电，辅助电源电路是开关电源中的非常重要的组成部分，将影响到整个电源的性能，在满足可靠性的前提下，具有设计简单、轻巧和经济的优点，另一方面，辅助电源电路的设计中其输出端接至电压反馈端，具有实时检测输出电压变化的功能。

3)本实用新型中变压器采用降压变压器，融合了推挽式及串联式电源变换器的优良品质，称之为混合式DC/DC电源变换器拓扑结构，在超宽达10:1输入电压时，通过串联式变换器产生的稳定电源作为推挽式变换器供电电源，因此能得到可与线性电源指标媲美的高稳定、极低纹波的输出电压，满足超宽输入电压范围内输出高质量电源的要求。

4)本实用新型由于使用了脉冲占空比0～100％可调的脉宽调制器，保证了电源在超宽范围输入电压变化的条件下能够正常工作，保证了输出的稳定。

附图说明

图1为本实用新型电路的拓扑结构图；

图2a为本实用新型电路的等效示意图；

图2b为图2a的简化等效示意图；

图3为本实用新型电路工作时的各电路输出波形图；

图4为电流型脉宽调制器U2输出电压与电容C1两端电压的波形对比图；

图5为无电容C1、电感L1且输入电压较低时输出电压波形图；

图6为无电容C1、电感L1且输入电压较高时输出电压波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本实用新型进行详细说明。本实施例以本实用新型技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本实用新型的保护范围不限于下述的实施例。

如图1所示，一种DC-DC电源变换器拓扑结构电路包括依次连接的推挽式电源变换器输入电路、变压器和推挽式电源变换器输出电路，以及连接推挽式电源变换器输入电路的串联式变换器电路，输入电压连接变压器，负载RL连接推挽式电源变换器输出电路的输出端，下面对各电路进行具体说明：

1)变压器包括分开缠绕在磁芯上的初级绕组N1和次级绕组N2，初级绕组N1的中间点连接输入电压端+Vin，次级绕组N2连接推挽式电源变换器输出电路的输入端。

2)推挽式电源变换器输入电路包括多谐振荡器U1、NMOS管Q1、Q2，多谐振荡器U1的正脉冲输出端Q连接NMOS管Q1的栅极，多谐振荡器U1的负脉冲输出端Q连接NMOS管Q2的栅极，NMOS管Q1的源极和NMOS管Q2的源极均连接参考电流端E，NMOS管Q1的漏极连接初级绕组N1的一端，NMOS管Q2的漏极连接初级绕组N1的另一端。如图1中A部分所示，多谐振荡器U1、NMOS管Q1、Q2和初级绕组N1构成推挽式逆变电路。多谐振荡器的频率f2一般设置为几十KHz，这里设置为40KHz，输入电压的最高值和最低值之比为10:1，NMOS为N-Metal-Oxide-Semiconductor的缩写，中文含义为N型金属-氧化物-半导体，NMOS管即为N沟道MOS管。

3)推挽式电源变换器输出电路包括整流电路和滤波电路，整流电路的输入端连接次级绕组N2，整流电路的输出端连接滤波电路的输入端，滤波电路的输出端连接负载RL，如图1中B部分所示，整流电路包括二极管V3、V4，次级绕组N2的中间点连接地端GND，滤波电路包括电感L2和电解电容C2，次级绕组N2的一端连接二极管V3的正极，次级绕组N2的另一端连接二极管V4的正极，二极管V3的负极和二极管V4的负极均连接电感L2的一端，电感L2的另一端分别连接电解电容C2的一端和负载RL的一端，电解电容C2的另一端和负载RL的另一端均连接地端GND，变压器输出电压通过二极管V3、V4的全波整流及电感L2、 电解电容C2的滤波得到稳定的直流电压输出。

4)串联式变换器电路包括电流型脉宽调制器U2、NMOS管Q3、电解电容C1、电感L1、二极管V2和电阻R1、R2、R^*、R_S，电阻R1的一端连接输入电压端+Vin，电阻R1的另一端分别连接电流型脉宽调制器U2的直流电源供电端和电阻R2的一端，电阻R2的另一端分别连接电流型脉宽调制器U2的反馈电压输入端和电阻R^*的一端，电阻R^*的另一端连接参考地Vin-G，电流型脉宽调制器U2的推挽输出端连接NMOS管Q3的栅极，电流型脉宽调制器U2的电流检测输入端分别连接NMOS管Q3的源极和电阻R_S的一端，电阻R_S的另一端连接参考地Vin-G，NMOS管Q3的漏极分别连接电感L1的一端和二极管V2的正极，电感L1的另一端分别连接电解电容C1的一端和参考电流端E，电解电容C1的另一端分别连接二极管V2的负极和输入电压端+Vin，电流型脉宽调制器U2通过NMOS管Q3来实现对NMOS管Q1、NMOS管Q2处信号的脉宽控制，其中，电流型脉宽调制器U2通过检测输出电压的变化输出脉宽可调(0～100％)的电压方波信号，其频率f1是多谐振荡器U1的频率的两倍，即f1＝2×f2＝80KHz，本实施例中电流型脉宽调制器U2的型号为UC384X器件，UC384X器件的引脚7为电流型脉宽调制器U2的直流电源供电端，引脚2为反馈电压输入端，引脚6为推挽输出端，引脚3为电流检测输入端，引脚5为公共地端，并连接参考地Vin-G。

串联式变换器电路还包括辅助电源电路，辅助电源电路的输出端连接电流型脉宽调制器U2的直流电源供电端，其中，辅助电源电路包括次级绕组N3、二极管V1和电解电容C3，次级绕组N3缠绕在与初级绕组N1对应的磁芯上，次级绕组N3的一端分别连接电解电容C3的一端和参考地Vin-G，次级绕组N3的另一端连接二极管V1的正极，二极管V1的负极分别连接电解电容C3的另一端和电流型脉宽调制器U2的直流电源供电端，二极管V1的负极还经电阻R2连接电流型脉宽调制器U2的电压反馈端，辅助电源电路具有向电流型脉宽调制器U2持续供电的功能及接至电压反馈端实时检测输出电压变化的功能。

工作原理：

如图1所示，将整体电路划分为A、B、C三个部分，其中A+B部分为典型的推挽式电源变换器拓扑结构，其中A为推挽式电源变换器的输入部分，B为推挽式电源变换器的输出部分。A+C部分在NMOS管Q1、NMOS管Q2交替导通时如将A部分等效成一个负载，则C部分实际就是一个串联式变换器电路，并且NMOS 管Q1、NMOS管Q2的导通时间使NMOS管Q3正好完成一个导通与截止的周期。NMOS管Q1、NMOS管Q2是将变压器输入电压进行切换倒相的开关，并且变压器将输入端能量转移至B部分电路。

电源启动时，输入电压端+Vin的输入电压经电阻R1接至电流型脉宽调制器U2，电流型脉宽调制器U2的推挽输出端(Pin6引脚)输出振荡波形，进而驱动NMOS管Q3工作。参考电流端E处的电流流经变压器的初级绕组N1产生电磁感应将能量转移至次级绕组N3(辅助电源)及输出，辅助电源电路输出电压并整流成直流电压为电流型脉宽调制器U2等进行持续供电并可反馈输出电压。电源启动后，分两种情况说明：

a)Q2导通而Q1截止，+Vin处输入电压经初级绕组N1的b端-c端(图1中b对应初级绕组N1的中间节点，a对应初级绕组N1的连接Q1的一端，c对应初级绕组N1的连接Q2的一端)及C1(此时C1充电)接至L1，并随Q3导通接地，即在图3中的t1时间，输入电压对C1和L1充电，并使初级绕组N1产生正电压；在t2时间，Q3截止，L1电压极性转换，将在t1时间所存能量通过V2向C1继续充电；因此，t1+t2这段时间，变压器的初级绕组N1产生正半周电压方波，见图3中次级绕组N2两端电压uo在T1时间内的波形，图3中V₀为负载RL两端的电压，Q对应为U1的正脉冲输出波形，Q为Q的取反，对应为U1的负脉冲输出波形，OUT对应为U2的推挽输出端输出波形。

b)Q1导通而Q2截止，+Vin处输入电压经初级绕组N1的b端-a端及电容C1(此时C1充电)接至L1，并随Q3导通接地。即在图3中的t3时间，输入电压对C1、L1充电，并在初级绕组N1产生负电压；在t4时间，Q3截止，L1电压极性转换，将在t3时间所存能量通过V2向C1继续充电；因此，t3+t4这段时间，变压器的初级绕组N1产生负半周电压方波，见图3中uo在(T2-T1)时间内的波形。

通过以上两种情况的分析可以得到：图1的电源拓扑结构实际是推挽式与串联式的组合。推挽式变换器输入电路负责将输入电压极性转换成正负半周交替变化的方波并由变压器传递至推挽式变换器输出电路；串联式变换器电路主要负责检测输出电压的变化及时调整NMOS管Q3导通与截止的时间占比，使输出电压不随输入电压及负载变化而变化，从而实现输出稳定。由于使用了脉冲占空比0～100％可调的脉宽调制器，保证了电源在超宽范围输入电压变化的条件下能够正常工作，保证了输出的稳定。并且从上面分析中，初步了解电解电容C1及电感L1的作用， 简单地说就是NMOS管Q3导通时储存能量，NMOS管Q3截止时释放能量，它们是输出高稳定、极低纹波电源的关键器件(参见图3)。现进一步分析如下：

a)若图1中无电容C1、电感L1(短接)时，当Q3截止时，输出没有了能量补偿。各点电压波形如图5、图6所示，Ua表示整流电路输出的电压，从图5、图6中可以看出，由于没有了C1、L1在Q3截止时的补充能量，次级绕组N2输出电压uo不连续，存在间隔，得到图5、图6的输出直流电压V₀纹波较大，电源质量较差。

b)为进一步说明C1、L1的作用，将图1电路做进一步简化。将输出负载RL通过变压器折算至输入端为电阻RL′，NMOS管Q1、Q2、Q3等效成开关S1、S2、S3后画成图2a的电路。由于开关S1、S2交替接通与断开，对于RL′来说是常合状态，故进一步等效成图2b电路。由图2b很容易看出该电路是典型的串联式变换器电源拓扑结构。其中S3的接通与断开受多谐振荡器U1(作用为电源控制器)控制，S3接通时，+Vin处输入电压经RL′向L1充电及+Vin向C1、L1同时充电至Vin-G；S3断开时，L1将储存能量继续对C1充电，C1上生成的直流电压持续向负载供电，由于电流型脉宽调制器U2的脉宽受输入电压和负载变化控制，经负反馈作用最终使C1上的直流电压稳定。而C1上的直流电压(对应图4中Ui)可看成图1中推挽式变换器输入电路的输入电源。如果输入电压稳定不变，就很容易得到图3中对称的uo输出波形的产生，显然这样的输出方波经整流滤波后一定能得到高稳定、极低纹波的输出电压(见图3中的V₀)。

综上所述，本DC/DC电源变换器拓扑结构，融合了推挽式及串联式电源变换器的优良品质，称之为混合式DC/DC电源变换器拓扑结构。其原理是：在超宽达10:1输入电压时，通过降压式变换器产生的稳定电源作为推挽式变换器供电电源，因此能得到可与线性电源指标媲美的高稳定、极低纹波的输出电压。该型变换器由于结构简单，易于控制，性能优异，且成本低廉，非常适合在输入变化大，输出要求高的精密测量仪表中使用。