供电装置的制作方法

本实用新型涉及一种电源供应电路，尤其涉及一种具有高效能及低链波的供电装置。

背景技术：

在电子装置中，电源供应电路可以供应运转所需电能。举例来说，电荷泵直流-直流转换器(charge pump DC-DC converter)可以将直流输入电压转换为直流输出电压，以便供应不同电平的直流电压给负载电路。其中，在切换式的电荷泵直流-直流转换器中，乃是使用切换技术，先将直流输入电压对一电容进行充电后，再将直流输入电压以及此电容所储存的电荷转移至输出端，以提供稳定的直流输出电压给负载电路。

然而，一般定频操作的电荷泵直流-直流转换器最常见的问题是：当负载电路转态或发生扰动时，直流输出电压也会随之产生波动而起伏变化。也就是说，电荷泵直流-直流转换器在负载转态时，其所输出的直流输出电压存在着不可忽视的涟波。除此之外，切换式的电荷泵直流-直流转换器中的功率晶体管乃是在饱和区与截止区之间进行切换。由于功率晶体管操作在饱和区时，其漏极端与源极端之间存在着不可忽视的跨压，此跨压将会导致电荷泵直流-直流转换器的转换效率降低。

另一方面，采用定电流输出的脉频调变(Pulse Frequency Modulation；PFM)式电荷泵直流-直流转换器，其可响应于负载电路的暂态变化而对应地调变开关控制信号的频率，以提高转换效率。然而，其变频的特性容易产生电磁干扰(Electro Magnetic Interference，EMI)的问题，特别是使用在显示装置上时，易导致显示装置所显示的画面出现水波纹，而降低显示品质。

技术实现要素：

有鉴于此，本实用新型提供一种采定频操作的供电装置，其可依据负载的变化，适应性地调变充电电流或抽电电流，或适应性地调变充电期间的时间长度或抽电期间的时间长度，藉以降低涟波及电磁干扰，并可提高转换效率。

本实用新型的供电装置用以将直流输入电源的直流输入电压转换为直流输出电压。供电装置可包括电荷泵、反馈电路以及控制电路。电荷泵包含第一电容。电荷泵受控于控制信号组而于充电期间产生充电电流，以对第一电容充电。电荷泵受控于控制信号组而于抽电期间产生抽电电流，以将直流输入电源与第一电容的电荷转移至电荷泵的输出端以提供直流输出电压。反馈电路耦接电荷泵的输出端以接收直流输出电压。反馈电路用以检测直流输出电压与参考电压的关系而对应地输出第一误差信号或脉冲信号。控制电路耦接反馈电路的输出端以接收第一误差信号或脉冲信号，且根据第一误差信号或脉冲信号而检测供电装置的负载变化并产生控制信号组，其中控制信号组经配置以决定充电电流的电流值及抽电电流的电流值其中之一，或者是，控制信号组经配置以决定充电期间的时间长度及抽电期间的时间长度至少其中之一。

在本实用新型的一实施例中，上述的电荷泵还包括充电开关电路、抽电开关电路以及输出电容。充电开关电路的第一端用以接收直流输入电压。充电开关电路的第二端耦接第一电容的第一端。充电开关电路的第三端耦接第一电容的第二端。充电开关电路的第四端耦接接地电压端。充电开关电路受控于控制信号组以在充电期间产生充电电流，以对第一电容充电。抽电开关电路的第一端用以接收直流输入电压。抽电开关电路的第二端耦接第一电容的第二端。抽电开关电路的第三端耦接第一电容的第一端。抽电开关电路的第四端耦接电荷泵的输出端。抽电开关电路受控于控制信号组，以在抽电期间提供抽电电流与直流输出电压至电荷泵的输出端。输出电容耦接在电荷泵的输出端与接地电压端之间。

在本实用新型的一实施例中，上述的控制信号组包括控制电压、第一电流、充电开关信号以及抽电开关信号。控制电路包括时脉产生电路、放大电路、选择电路以及电流源电路。时脉产生电路用以产生充电开关信号以及抽电开关信号，其中充电开关信号及抽电开关信号的频率为固定频率。放大电路用以接收第一误差信号与感测电压，且将第一误差信号与感测电压之间的差值放大，以产生第二误差电压。选择电路的控制端用以接收充电开关信号或抽电开关信号。选择电路的第一输入端用以接收直流输入电压。选择电路的第二输入端用以接收第二误差电压。选择电路的输出端用以输出控制电压。选择电路根据充电开关信号或抽电开关信号于直流输入电压与第二误差电压二择一以作为控制电压。电流源电路耦接在选择电路与第一电容的其中一端之间。电流源电路接收直流输入电压，且受控于控制电压而于充电期间或抽电期间产生第一电流与感测电压，其中第一电流决定充电电流或抽电电流，且感测电压追踪第一误差信号。

在本实用新型的一实施例中，所述选择电路根据所述充电开关信号而于所述充电期间输出所述直流输入电压以作为所述控制电压，且所述选择电路根据所述充电开关信号而于所述充电期间以外的时间区间输出所述第二误差电压以作为所述控制电压，其中所述选择电路包括第五P型晶体管，所述第五P型晶体管的源极端耦接所述选择电路的所述第一输入端，所述第五P型晶体管的栅极端耦接所述选择电路的所述控制端，且所述第五P型晶体管的漏极端耦接所述选择电路的所述第二输入端与所述输出端。

在本实用新型的一实施例中，所述抽电开关电路包括：第一P型晶体管，所述第一P型晶体管的源极端用以接收所述直流输入电压，所述第一P型晶体管的漏极端耦接所述第一电容的所述第二端，且所述第一P型晶体管的栅极端用以接收所述控制电压，其中所述第一P型晶体管在所述抽电期间操作在线性区，以基于所述第一电流而对应地调整所述抽电电流的电流值；以及第二P型晶体管，所述第二P型晶体管的源极端耦接所述电荷泵的所述输出端，所述第二P型晶体管的漏极端耦接所述第一电容的所述第一端，且所述第二P型晶体管的栅极端用以接收反相的所述抽电开关信号，其中所述充电开关电路包括：第三P型晶体管，所述第三P型晶体管的源极端用以接收所述直流输入电压，所述第三P型晶体管的漏极端耦接所述第一电容的所述第一端，且所述第三P型晶体管的栅极端用以接收反相的所述充电开关信号；以及第一N型晶体管，所述第一N型晶体管的源极端耦接所述接地电压端，所述第一N型晶体管的漏极端耦接所述第一电容的所述第二端，且所述第一N型晶体管的栅极端用以接收所述充电开关信号。

在本实用新型的一实施例中，所述选择电路根据所述抽电开关信号而于所述抽电期间输出所述直流输入电压以作为所述控制电压，且所述选择电路根据所述抽电开关信号而于所述抽电期间以外的时间区间输出所述第二误差电压以作为所述控制电压，其中所述选择电路包括第五P型晶体管，所述第五P型晶体管的源极端耦接所述选择电路的所述第一输入端，所述第五P型晶体管的栅极端耦接所述选择电路的所述控制端，且所述第五P型晶体管的漏极端耦接所述选择电路的所述第二输入端与所述输出端。

在本实用新型的一实施例中，所述抽电开关电路包括：第一P型晶体管，所述第一P型晶体管的源极端用以接收所述直流输入电压，所述第一P型晶体管的漏极端耦接所述第一电容的所述第二端，且所述第一P型晶体管的栅极端用以接收反相的所述抽电开关信号；以及第二P型晶体管，所述第二P型晶体管的源极端耦接所述电荷泵的所述输出端，所述第二P型晶体管的漏极端耦接所述第一电容的所述第一端，且所述第二P型晶体管的栅极端用以接收反相的所述抽电开关信号，其中所述充电开关电路包括：第三P型晶体管，所述第三P型晶体管的源极端用以接收所述直流输入电压，所述第三P型晶体管的漏极端耦接所述第一电容的所述第一端，且所述第三P型晶体管的栅极端用以接收所述控制电压，其中所述第三P型晶体管在所述充电期间操作在线性区，以基于所述第一电流而对应地调整所述充电电流的电流值；以及第一N型晶体管，所述第一N型晶体管的源极端耦接所述接地电压端，所述第一N型晶体管的漏极端耦接所述第一电容的所述第二端，且所述第一N型晶体管的栅极端用以接收所述充电开关信号。

在本实用新型的一实施例中，所述放大电路包括运算放大器，其中所述运算放大器的反相输入端用以接收所述第一误差信号，所述运算放大器的非反相输入端用以接收所述感测电压，且所述运算放大器的输出端输出所述第二误差电压；所述电流源电路包括：第四P型晶体管，所述第四P型晶体管的源极端用以接收所述直流输入电压，所述第四P型晶体管的栅极端用以接收所述控制电压，且所述第四P型晶体管的漏极端输出所述第一电流，其中所述第四P型晶体管在所述抽电期间或所述充电期间操作在线性区；电压随耦器，所述电压随耦器的第一输入端耦接所述第四P型晶体管的漏极端以接收所述第一电流，所述电压随耦器的第二输入端耦接所述第一电容的其中一端，且所述电压随耦器的输出端传输所述第一电流；以及感测电阻，所述感测电阻耦接在所述电压随耦器的所述输出端与所述接地电压端之间，用以反应于所述第一电流而产生所述感测电压。

在本实用新型的一实施例中，所述电压随耦器包括：运算放大器，所述运算放大器的非反相输入端耦接所述电压随耦器的所述第二输入端，所述运算放大器的反相输入端耦接所述电压随耦器的所述第一输入端；第二N型晶体管，所述第二N型晶体管的栅极端耦接所述运算放大器的输出端，所述第二N型晶体管的漏极端耦接所述电压随耦器的所述第一输入端，所述第二N型晶体管的源极端耦接所述电压随耦器的所述输出端；以及第二电容，所述第二电容的第一端耦接所述运算放大器的所述输出端，且所述第二电容的第二端耦接所述接地电压端。

在本实用新型的一实施例中，所述反馈电路包括：分压电路，耦接在所述电荷泵的所述输出端与接地电压端之间，用以对所述直流输出电压进行分压以产生反馈电压；运算放大器，所述运算放大器的反相输入端用以接收所述反馈电压，所述运算放大器的非反相输入端用以接收所述参考电压，且所述运算放大器的输出端用以输出误差结果；以及补偿电路，耦接在所述运算放大器的所述输出端与所述接地电压端之间，用以对所述误差结果进行补偿以产生所述第一误差信号。

在本实用新型的一实施例中，上述的控制信号组包括充电开关信号以及抽电开关信号。控制电路包括闩锁电路、频率追踪控制电路、时脉产生电路以及定电流控制电路。闩锁电路的第一输入端用以接收并闩锁脉冲信号，以产生时脉控制信号。频率追踪控制电路的输入端耦接闩锁电路的输出端以接收时脉控制信号。频率追踪控制电路用以检测时脉控制信号而获知供电装置的负载变化，并依据负载变化来控制闩锁电路以对应调整时脉控制信号的工作周期。时脉产生电路用以产生充电开关信号与抽电开关信号。时脉产生电路的输入端耦接闩锁电路的输出端以接收时脉控制信号，并据以调整充电开关信号的工作周期或抽电开关信号的工作周期。定电流控制电路耦接时脉产生电路以接收充电开关信号或抽电开关信号。定电流控制电路根据充电开关信号而于抽电期间产生第一电流，并提供控制电压至抽电开关电路，致使抽电开关电路产生固定的抽电电流。或者是，定电流控制电路根据抽电开关信号而于充电期间产生第一电流，并提供控制电压至充电开关电路，致使充电开关电路产生固定的充电电流。

在本实用新型的一实施例中，所述定电流控制电路包括：放大电路，用以接收设定电压与感测电压，且将所述设定电压与所述感测电压之间的差值放大，以产生第二误差电压；选择电路，所述选择电路的控制端用以接收所述充电开关信号或所述抽电开关信号，所述选择电路的第一输入端用以接收所述直流输入电压，所述选择电路的第二输入端用以接收所述第二误差电压，且所述选择电路的输出端用以输出所述控制电压，其中所述选择电路根据所述充电开关信号或所述抽电开关信号于所述直流输入电压与所述第二误差电压其中之一作为所述控制电压；以及电流源电路，耦接在所述选择电路与所述第一电容的其中一端之间，所述电流源电路接收所述直流输入电压，且受控于所述控制电压而于所述充电期间或所述抽电期间产生所述第一电流与所述感测电压，其中所述第一电流决定所述充电电流或所述抽电电流，且所述感测电压追踪所述设定电压。

在本实用新型的一实施例中，所述闩锁电路包括：SR闩锁器，具有设定端、重置端、正相输出端与反相输出端，其中所述设定端作为所述闩锁电路的所述第一输入端，所述重置端受控于所述频率追踪控制电路，所述正相输出端将所述时脉控制信号输出至所述时脉产生电路及所述频率追踪控制电路。

在本实用新型的一实施例中，所述频率追踪控制电路包括：相位频率检测器，所述相位频率检测器的第一输入端耦接所述闩锁电路的所述输出端以接收所述时脉控制信号，所述相位频率检测器的第二输入端用以接收参考时脉信号，所述相位频率检测器的输出端用以提供检测电压，所述相位频率检测器用以检测所述时脉控制信号与所述参考时脉信号的相位关系或频率关系而获得所述检测电压；以及时脉调整电路，所述时脉调整电路的输入端耦接所述相位频率检测器的所述输出端以接收所述检测电压并据以产生锯齿波，其中所述锯齿波的斜率是由所述检测电压所控制，当所述锯齿波的电压值达到临界电压时，所述时脉调整电路提供重置信号至所述SR闩锁器的所述重置端，以调整所述时脉控制信号的所述工作周期。

在本实用新型的一实施例中，所述时脉调整电路包括：电压转电流电路，所述电压转电流电路的输入端接收所述检测电压，以将所述检测电压转换为检测电流；第四电容，所述第四电容的第一端耦接所述电压转电流电路的输出端，所述第四电容的第二端耦接所述接地电压端；开关，所述开关的第一端耦接所述电压转电流电路的所述输出端，所述开关的第二端耦接所述接地电压端，且所述开关的控制端耦接所述SR闩锁器的所述反相输出端；以及比较器，所述比较器的反相输入端接收所述临界电压，所述比较器的非反相输入端耦接所述第四电容的所述第一端，而所述比较器的输出端耦接所述SR闩锁器的所述重置端。

在本实用新型的一实施例中，所述反馈电路包括：分压电路，耦接在所述电荷泵的所述输出端与接地电压端之间，用以对所述直流输出电压进行分压以产生反馈电压；比较器，所述比较器的反相输入端用以接收所述反馈电压，所述比较器的非反相输入端用以接收所述参考电压，且所述比较器的输出端用以输出所述脉冲信号。

基于上述，本实用新型实施例的供电装置可依据负载的变化适应性地调变充电电流或抽电电流或充电期间的时间长度或抽电期间的时间长度，故于负载转态时，可降低直流输出电压上的涟波。此外，本实用新型实施例的供电装置为定频操作，故可降低电磁干扰。

为让本实用新型的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。

附图说明

示出

图1是依照本实用新型一实施例所示出的供电装置的电路方框示意图；

图2是依照本实用新型的第一实施例说明图1所示的电荷泵、反馈电路以及控制电路的电路架构示意图；

图3是依照本实用新型的第二实施例说明图1所示的电荷泵、反馈电路以及控制电路的电路架构示意图；

图4是依照本实用新型的第三实施例说明图1所示的电荷泵、反馈电路以及控制电路的电路架构示意图；

图5是依照本实用新型的第四实施例说明图1所示的电荷泵、反馈电路以及控制电路的电路架构示意图。

附图标记：

100：供电装置；

120：电荷泵；

140：反馈电路；

160：控制电路；

222：充电开关电路；

224：抽电开关电路

242：分压电路；

244：补偿电路；

261、461：时脉产生电路；

262：放大电路；

263：选择电路；

264：电流源电路；

2640：电压随耦器；

466：闩锁电路；

4662：SR闩锁器；

467：频率追踪控制电路；

4672：相位频率检测器；

4674：时脉调整电路；

468：定电流控制电路；

C1：第一电容；

C2：第二电容；

C3：第三电容；

C4：第四电容；

CKR：参考时脉信号；

CMP3、CMP4：比较器

CO：输出电容；

CS：充电开关信号；

CSB：反相的充电开关信号；

GND：接地电压端；

I1：第一电流；

I21、I22、I23、I24、I41、I42、I43、I44：端；

Ic：充电电流；

IFTC：检测电流；

Ip：抽电电流；

MN1、MN2：N型晶体管；

MP1、MP2、MP3、MP4、MP5：P型晶体管；

OP1、OP2、OP3：运算放大器；

Q：正相输出端；

QB：反相输出端；

PI：直流输入电源；

PS：抽电开关信号；

PSB：反相的抽电开关信号；

R：重置端；

R1、R2、R3：电阻；

RE：重置信号；

RS：感测电阻；

S：设定端；

SCG：控制信号组；

SCK：时脉控制信号；

SCKB：反相的时脉控制信号；

SW：开关；

V1：第一电压；

V2：第二电压；

VCCS：控制电压；

VE1：第一误差信号；

VE2：第二误差电压；

VPu:脉冲信号；

VFB：反馈电压；

VFTC：检测电压；

VFX：设定电压；

VI：直流输入电压；

VIC：电压转电流电路；

VO：直流输出电压；

VR：参考电压；

VRS：感测电压；

VSAW：锯齿波；

VT：临界电压。

具体实施方式

为了使本实用新型的内容可以被更容易明了，以下特举实施例作为本实用新型确实能够据以实施的范例。另外，凡可能之处，在附图及实施方式中使用相同标号的元件/构件，系代表相同或类似部件。

以下请参照图1，图1是依照本实用新型一实施例所示出的供电装置100的电路方框示意图。供电装置100可用以将直流输入电源PI的直流输入电压VI转换为直流输出电压VO。供电装置100可包括电荷泵120、反馈电路140以及控制电路160。电荷泵120可包含第一电容C1。电荷泵120可受控于控制信号组SCG而于充电期间产生充电电流，以对第一电容C1充电。电荷泵120可受控于控制信号组SCG而于抽电期间产生抽电电流，以将直流输入电源PI与第一电容C1的电荷转移至电荷泵120的输出端以提供直流输出电压VO。

反馈电路140耦接电荷泵120的输出端以接收直流输出电压VO。反馈电路140用以检测直流输出电压VO与参考电压VR的关系而对应地输出第一误差信号VE1。

控制电路160耦接反馈电路140的输出端以接收第一误差信号VE1，且根据第一误差信号VE1而检测供电装置100的负载变化并产生控制信号组SCG。在本实用新型的一实施例中，控制信号组SCG可决定上述充电电流的电流值。在本实用新型的另一实施例中，控制信号组SCG可决定上述抽电电流的电流值。在本实用新型的又一实施例中，控制信号组SCG可决定上述充电期间的时间长度或上述抽电期间的时间长度。以下将针对上述的各实施例进行详细说明。

请同时参照图1与图2，图2是依照本实用新型的一实施例说明图1所示的电荷泵120、反馈电路140以及控制电路160的电路架构示意图。如图2所示，电荷泵120可包括第一电容C1、充电开关电路222、抽电开关电路224以及输出电容CO。输出电容CO耦接在电荷泵120的输出端与接地电压端GND之间

充电开关电路222的第一端I21用以接收直流输入电压VI。充电开关电路222的第二端I22耦接第一电容C1的第一端。充电开关电路222的第三端I23耦接第一电容C1的第二端。充电开关电路222的第四端I24耦接至接地电压端GND。充电开关电路222受控于控制信号组SCG以在充电期间产生充电电流Ic，以对第一电容C1充电。

抽电开关电路224的第一端I41用以接收直流输入电压VI。抽电开关电路224的第二端I42耦接第一电容C1的第二端。抽电开关电路224的第三端I43耦接第一电容C1的第一端。抽电开关电路224的第四端I44耦接电荷泵120的输出端。抽电开关电路224可受控于控制信号组SCG，以在抽电期间提供抽电电流Ip与直流输出电压VO至电荷泵120的输出端。在本实施例中，控制电路160所产生的控制信号组SCG包括控制电压VCCS、第一电流I1、充电开关信号CS(或反相的充电开关信号CSB)以及抽电开关信号PS(或反相的抽电开关信号PSB)。

更进一步来说，抽电开关电路224可包括P型晶体管MP1与P型晶体管MP2，其中P型晶体管MP1与P型晶体管MP2可为P型金氧半场效晶体管(MOSFET)，但本实用新型并不以此为限。在本实用新型的其他实施例中，抽电开关电路224也可采用N型金氧半场效晶体管来实现，端视实际应用或设计需求而定。P型晶体管MP1的源极端用以接收直流输入电压VI。P型晶体管MP1的漏极端耦接第一电容C1的第二端。P型晶体管MP1的栅极端用以接收控制电压VCCS。特别的是，P型晶体管MP1在抽电期间乃是操作在线性区，以基于第一电流I1而对应地调整抽电电流Ip的电流值，稍后会进行详细说明。P型晶体管MP2的源极端耦接电荷泵120的输出端。P型晶体管MP2的漏极端耦接第一电容C1的第一端。P型晶体管MP2的栅极端用以接收反相的抽电开关信号PSB。

另一方面，充电开关电路可包括P型晶体管MP3以及N型晶体管MN1，其中P型晶体管MP3可为P型金氧半场效晶体管，而N型晶体管MN1可为N型金氧半场效晶体管，但本实用新型并不以此为限，端视实际应用或设计需求而定。P型晶体管MP3的源极端用以接收直流输入电压VI。P型晶体管MP3的漏极端耦接第一电容C1的第一端。P型晶体管MP3的栅极端用以接收反相的充电开关信号CSB。N型晶体管MN1的源极端耦接至接地电压端GND。N型晶体管MN1的漏极端耦接第一电容C1的第二端。N型晶体管MN1的栅极端用以接收充电开关信号CS。

反馈电路140可包括分压电路242、运算放大器OP3以及补偿电路244。分压电路242耦接在电荷泵120的输出端与接地电压端GND之间，用以对直流输出电压VO进行分压以产生反馈电压VFB。运算放大器OP3的反相输入端用以接收反馈电压VFB。运算放大器OP3的非反相输入端用以接收参考电压VR。运算放大器OP3的输出端用以输出误差结果。补偿电路244耦接在运算放大器OP3的输出端与接地电压端GND之间，用以对上述误差结果进行补偿以产生第一误差信号VE1。

在本实用新型的一实施例中，如图2所示，分压电路242可包括电阻R2与电阻R3，其中电阻R2与电阻R3串接在电荷泵120的输出端与接地电压端GND之间。补偿电路244可包括电阻R1与第三电容C3，其中电阻R1与第三电容C3串接在运算放大器OP3的输出端与接地电压端GND之间。

控制电路160可包括时脉产生电路261、放大电路262、选择电路263以及电流源电路264。时脉产生电路261用以产生充电开关信号CS(或反相的充电开关信号CSB)以及抽电开关信号PS(或反相的抽电开关信号PSB)，其中充电开关信号CS及抽电开关信号PS的频率可为一固定频率，且充电开关信号CS及抽电开关信号PS的工作周期(duty cycle)也是固定值，但本实用新型并不以此为限。时脉产生电路261可以是现有的时脉产生器，故不再赘述。

放大电路262可用以接收第一误差信号VE1与感测电压VRS，并将第一误差信号VE1与感测电压VRS之间的差值放大，以产生第二误差电压VE2。在本实用新型的一实施例中，如图2所示，放大电路262可包括运算放大器OP1。运算放大器OP1的反相输入端用以接收第一误差信号VE1。运算放大器OP1的非反相输入端用以接收感测电压VRS。运算放大器OP1的输出端输出第二误差电压VE2。

选择电路263的控制端用以接收充电开关信号CS(或反相的充电开关信号CSB，端视实际应用或设计需求而定)。选择电路263的第一输入端用以接收直流输入电压VI。选择电路263的第二输入端用以接收第二误差电压VE2。选择电路263的输出端用以输出控制电压VCCS。选择电路263可根据该充电开关信号CS(或反相的充电开关信号CSB)于直流输入电压VI与第二误差电压VE2其中之一作为控制电压VCCS。更进一步来说，选择电路263可根据充电开关信号CS(或反相的充电开关信号CSB)而于充电期间输出直流输入电压VI以作为控制电压VCCS，又禁能电流源电路264。选择电路263可根据充电开关信号CS(或反相的充电开关信号CSB)而于充电期间以外的时间区间(例如抽电期间)输出第二误差电压VE2以作为控制电压VCCS，以使电流源电路264产生第一电流I1。

在本实用新型的一实施例中，如图2所示，选择电路263可包括P型晶体管MP5，P型晶体管MP5可为P型金氧半场效晶体管，但本实用新型并不以此为限。在本实用新型的其他实施例中，选择电路263也可采用N型金氧半场效晶体管来实现，视实际应用或设计需求而定。P型晶体管MP5的源极端耦接选择电路263的第一输入端以接收直流输入电压VI。P型晶体管MP5的栅极端耦接选择电路263的控制端以接收反相的充电开关信号CSB。P型晶体管的漏极端耦接选择电路263的第二输入端与输出端。

电流源电路264耦接在选择电路263的输出端与第一电容C1的第二端之间。电流源电路264接收直流输入电压VI，且受控于控制电压VCCS而于抽电期间产生第一电流I1与感测电压VRS，其中第一电流I1可决定抽电电流Ip，且感测电压VRS追踪第一误差信号VE1。更进一步来说，如图2所示，电流源电路264可包括P型晶体管MP4以及电压随耦器2640以及感测电阻RS。P型晶体管MP4的源极端用以接收直流输入电压VI。P型晶体管MP4的栅极端用以接收控制电压VCCS。P型晶体管MP4的漏极端输出第一电流I1。P型晶体管MP4在抽电期间操作在线性区。

电压随耦器2640的第一输入端耦接P型晶体管MP4的漏极端以接收第一电流I1。电压随耦器2640的第二输入端耦接第一电容C1的第二端。电压随耦器2640的输出端传输第一电流I1至感测电阻RS。感测电阻RS耦接在电压随耦器2640的输出端与接地电压端GND之间，用以反应于第一电流I1而产生感测电压VRS以反馈至运算放大器OP1的非反相输入端，以使感测电压VRS可追踪第一误差信号VE1。基于感测电压VRS追踪第一误差信号VE1的特性，第一电流I1的电流值实质上即为第一误差信号VE1的电压值除以感测电压VRS的电阻值。

在本实用新型的一实施例中，如图2所示，电压随耦器2640可包括运算放大器OP2、N型晶体管MN2以及第二电容C2。运算放大器OP2的非反相输入端耦接电压随耦器2640的第二输入端。运算放大器OP2的反相输入端耦接电压随耦器2640的第一输入端。N型晶体管MN2的栅极端耦接运算放大器OP2的输出端。N型晶体管MN2的漏极端耦接电压随耦器2640的第一输入端。N型晶体管MN2的源极端耦接电压随耦器2640的输出端。第二电容C2的第一端耦接运算放大器OP2的输出端。第二电容C2的第二端耦接接地电压端GND。

以下将针对图2的电荷泵120、反馈电路140以及控制电路160的运作进行说明。时脉产生电路261提供充电开关信号CS(或反相的充电开关信号CSB)以及抽电开关信号PS(或反相的抽电开关信号PSB)，其中充电开关信号CS的致能区间与抽电开关信号PS的致能区间互不重叠，因此充电开关电路222(即P型晶体管MP1、P型晶体管MP2)与抽电开关电路224(即P型晶体管MP3与N型晶体管MN1)不会同时导通。

于充电期间，时脉产生电路261可提供致能状态的充电开关信号CS(或禁能状态的反相的充电开关信号CSB)以及禁能状态的抽电开关信号PS(或致能状态的反相的抽电开关信号PSB)，因此P型晶体管MP2被截止，而N型晶体管MN1及P型晶体管MP3与P型晶体管MP5被导通。此时，控制电压VCCS为直流输入电压VI，致使P型晶体管MP1与P型晶体管MP4被截止。此时，直流输入电源PI(示出于图1)可通过P型晶体管MP3与N型晶体管MN1而以充电电流Ic对第一电容C1充电。

接着，于抽电期间，时脉产生电路261可提供禁能状态的充电开关信号CS(或致能状态的反相的充电开关信号CSB)以及致能状态的抽电开关信号PS(或禁能状态的反相的抽电开关信号PSB)，因此P型晶体管MP2可被导通，而N型晶体管MN1及P型晶体管MP3与MP5被截止。此时，控制电压VCCS为运算放大器OP1所产生的第二误差电压，致使P型晶体管MP1由截止区进入线性区，以提供抽电电流Ip，并将直流输入电源PI与第一电容C1的电荷转移至电荷泵120的输出端以提供直流输出电压VO。此外，基于反馈电路140的负反馈特性，直流输出电压VO的电压位准可被约束在一特定电压位准，而此特定电压位准与参考电压VR相关联，且可依实际应用或设计需求来决定。

更进一步来说，于抽电期间，当负载变重使得直流输出电压VO低于上述特定电压位准时，电阻R2与电阻R3对直流输出电压VO进行分压所产生的反馈电压VFB将低于参考电压VR，因此运算放大器OP3以及补偿电路244所产生的第一误差信号VE1上升，致使OP1所产生的第二误差电压VE2下降。如此一来，P型晶体管MP4所产生的第一电流I1上升，且P型晶体管MP1所产生的抽电电流Ip上升，使得直流输出电压VO上升并维持在上述特定电压位准。当第一电流I1上升时，感测电阻RS上产生的感测电压VRS随之上升，以对第一误差信号VE1进行追踪。而负载变轻，使得直流输出电压VO高于上述特定电压位准的情况则依上述说明类推得之，故不再赘述。

在此值得一提的是，于抽电期间，当第一电流I1流经N型晶体管MN2与感测电阻RS时，将在电压随耦器2640的运算放大器OP2的反相输入端(即P型晶体管MP4的漏极端)产生第一电压V1，故可避免P型晶体管MP4的源极端与漏极端之间的跨压过大而进入饱和区，因此可让P型晶体管MP4操作在线性区。此外，基于电压随耦器2640的输入电压追随特性，运算放大器OP2的非反相输入端(即P型晶体管MP1的漏极端)的第二电压V2可追随第一电压V1。换句话说，第二电压V2实质上将等于第一电压V1，故可避免P型晶体管MP1的源极端与漏极端之间的跨压过大而进入饱和区，因此可让P型晶体管MP1操作在线性区。

可以理解的是，于抽电期间，由于P型晶体管MP1及P型晶体管MP4的源极端皆接收直流输入电压VI，P型晶体管MP1及MP4的栅极端皆受控于控制电压VCCS(即第二误差电压VE2)，P型晶体管MP1的漏极端的电压(即第二电压V2)追随P型晶体管MP4的漏极端的电压(即第一电压V1)，且P型晶体管MP1及P型晶体管MP4均操作在线性区，故P型晶体管MP1与P型晶体管MP4实质上乃是一电流镜电路。换句话说，第一电流I1可通过P型晶体管MP1、P型晶体管MP4与电压随耦器2640的耦接方式而镜射出抽电电流Ip，其中P型晶体管MP1的宽长比(aspect ratio)可设计为P型晶体管MP4的宽长比的K倍，如此一来，抽电电流Ip即为第一电流I1的K倍。

总的来说，由于图2实施例所示的供电装置100可依据负载的变化适应性地调变抽电电流Ip，故于负载转态时，可降低直流输出电压上的涟波。而且，供电装置100为定频操作，故可降低电磁干扰。此外，P型晶体管MP1于抽电期间乃是操作在线性区，其源极端与漏极端之间的跨压较低(相较于饱和区)，故可提高供电装置100的电源转换效率。

以下请同时参照图1、图2及图3，图3是依照本实用新型的另一实施例说明图1所示的电荷泵120、反馈电路140以及控制电路160的电路架构示意图。相较于图2实施例的供电装置100可依据负载的变化适应性地调变抽电电流Ip，图3所示的供电装置100可依据负载的变化适应性地调变充电电流Ic。更进一步来说，图3的控制电路160可根据抽电开关信号PS(或反相的抽电开关信号PSB)而于充电期间产生第一电流I1，并提供控制电压VCCS至充电开关电路222，致使充电开关电路222产生充电电流Ic。基于上述差异，图3的P型晶体管MP1的栅极端是接收反相的抽电开关信号PSB，P型晶体管MP5的栅极端是接收反相的抽电开关信号PSB，电压随耦器2640的第二输入端(即运算放大器OP2的非反相输入端)是耦接第一电容C1的第一端(即P型晶体管MP3的漏极端)，P型晶体管MP3的栅极端是接收控制电压VCCS。至于图3的电荷泵120、反馈电路140以及控制电路160中的其他电路架构，则可参照上述图2的相关说明，故在此不再赘述。

值得一提的是，图3的P型晶体管MP3与P型晶体管MP4在充电期间是操作在线性区，第一电流I1可通过P型晶体管MP3、P型晶体管MP4与电压随耦器2640的耦接方式而镜射出充电电流Ic，其中P型晶体管MP3的宽长比(aspect ratio)可设计为P型晶体管MP4的宽长比的K倍，如此一来，充电电流Ic即为K倍的第一电流I1。至于图3的电荷泵120、反馈电路140以及控制电路160的详细运作，则可参照上述图2的相关说明而类推得之，故在此不再赘述。

以下请同时参照图1、图2及图4，图4是依照本实用新型的又一实施例说明图1所示的电荷泵120、反馈电路140以及控制电路160的电路架构示意图。相较于图2实施例的供电装置100可依据负载的变化适应性地调变抽电电流Ip，图4所示的供电装置100可依据负载的变化适应性地调变充电期间的时间长度或抽电期间的时间长度，且可在抽电期间提供固定的抽电电流Ip。

图4的电荷泵120的电路架构类似于图2的电荷泵120，故可参照上述图2的相关说明，在此不再赘述。而图4的反馈电路140可包括分压电路242以及比较器CMP3。分压电路242耦接在电荷泵120的输出端与接地电压端GND之间，用以对直流输出电压VO进行分压以产生反馈电压VFB。比较器CMP3的反相输入端用以接收反馈电压VFB。比较器CMP3的非反相输入端用以接收参考电压VR。比较器CMP3的输出端用以输出脉冲信号VPu。在本实用新型的一实施例中，如图4所示，分压电路242可包括电阻R2与电阻R3，其中电阻R2与电阻R3串接在电荷泵120的输出端与接地电压端GND之间。

控制电路160可包括闩锁电路466、频率追踪控制电路467、时脉产生电路461以及定电流控制电路468。闩锁电路466的第一输入端用以接收并闩锁脉冲信号VPu，以产生时脉控制信号SCK。在本实用新型的一实施例中，如图4所示，闩锁电路466可包括SR闩锁器4662。SR闩锁器4662具有设定端S、重置端R、正相输出端Q与反相输出端QB，其中设定端S可作为闩锁电路466的第一输入端以接收脉冲信号VPu，重置端R可受控于频率追踪控制电路467，正相输出端Q可将时脉控制信号SCK输出至时脉产生电路461及频率追踪控制电路467。

频率追踪控制电路467的输入端耦接闩锁电路466的输出端以接收时脉控制信号SCK。频率追踪控制电路467用以检测时脉控制信号SCK而获知供电装置100的负载变化，并依据此负载变化来控制闩锁电路466以对应地调整时脉控制信号SCK的工作周期(duty cycle)。更进一步来说，当负载变重时，频率追踪控制电路467可将时脉控制信号SCK的工作周期变大。反之，当负载变轻时，频率追踪控制电路467可将时脉控制信号SCK的工作周期变小。

在本实用新型的一实施例中，如图4所示，频率追踪控制电路467可包括相位频率检测器(phase frequency detector，PFD)4672以及时脉调整电路4674。相位频率检测器4672的第一输入端耦接闩锁电路466的输出端以接收时脉控制信号SCK。相位频率检测器4672的第二输入端用以接收参考时脉信号CKR。相位频率检测器4672的输出端用以提供检测电压VFTC。相位频率检测器4672可用以检测时脉控制信号SCK与参考时脉信号CKR的相位关系或频率关系而获得检测电压VFTC。相位频率检测器4672可以是现有相位频率检测器或是其他相位频率检测电路，故不再赘述。

时脉调整电路4674的输入端耦接相位频率检测器4672的输出端以接收检测电压VFTC，并据以产生一锯齿波VSAW，其中锯齿波VSAW的斜率可由检测电压VFTC所控制。当锯齿波VSAW的电压值达到一临界电压VT时，时脉调整电路4674可提供重置信号RE至SR闩锁器4662的重置端R以重置时脉控制信号SCK，从而达到调整时脉控制信号SCK的工作周期的目的。

在本实用新型的一实施例中，时脉调整电路4674可包括电压转电流电路VIC、第四电容C4、开关SW以及比较器CMP4。电压转电流电路VIC的输入端接收检测电压VFTC，以将检测电压VFTC转换为检测电流IFTC。第四电容C4的第一端耦接电压转电流电路VIC的输出端。第四电容C4的第二端耦接至接地电压端GND。开关SW的第一端耦接电压转电流电路VIC的输出端。开关SW的第二端耦接至接地电压端GND。开关SW的控制端耦接SR闩锁器4662的反相输出端QB以接收反相的时脉控制信号SCKB。比较器CMP4的反相输入端接收临界电压VT。比较器CMP4的非反相输入端耦接第四电容C4的第一端。而比较器CMP4的输出端耦接SR闩锁器4662的重置端R。

时脉产生电路461的输入端耦接闩锁电路466的输出端以接收时脉控制信号SCK，并据以产生并调整充电开关信号CS(或反相的充电开关信号CSB)的工作周期及抽电开关信号PS(或反相的抽电开关信号PSB)的工作周期，其中充电开关信号CS及抽电开关信号PS的频率可为一固定频率，但本实用新型并不以此为限。举例来说，当负载变重时，由于时脉控制信号SCK的工作周期变大，故时脉产生电路461可据以将抽电开关信号PS的工作周期调大，以增加抽电期间的时间长度；或者是，时脉产生电路461可据以将充电开关信号CS的工作周期调大，以增加充电期间的时间长度。反之，当负载变轻时，由于时脉控制信号SCK的工作周期变小，故时脉产生电路461可据以将抽电开关信号PS的工作周期调小，以降低抽电期间的时间长度；或者是，时脉产生电路461可据以将充电开关信号CS的工作周期调小，以降低充电期间的时间长度。时脉产生电路461可以是现有的时脉产生器，故不再赘述。

定电流控制电路468耦接时脉产生电路461以接收充电开关信号CS(或反相的充电开关信号CSB)。定电流控制电路468根据充电开关信号CS(或反相的充电开关信号CSB)而于抽电期间产生第一电流I1，并提供控制电压VCCS至抽电开关电路224，致使抽电开关电路224产生固定的抽电电流Ip。

在本实用新型的一实施例中，如图4所示，定电流控制电路468可包括放大电路262、选择电路263以及电流源电路264。相较于图2实施例的控制电路160中的放大电路262、选择电路263以及电流源电路264可依据负载的变化适应性地调变第一电流I1及抽电电流Ip，图4所示的定电流控制电路468的放大电路262、选择电路263以及电流源电路264仅产生固定的第一电流I1，以使抽电开关电路224镜射出固定的抽电电流Ip。基于上述差异，图4的放大电路262是接收设定电压VFX与感测电压VRS，其中设定电压VFX为一固定电压，其可依实际应用或设计需求来决定。至于图4的选择电路263、电流源电路264以及电流电压转换电路265的详细电路架构，则可参照图2所示实施例的相关说明，故不再赘述。

请再参照图4，放大电路262用以将设定电压VFX与感测电压VRS之间的差值放大，以产生第二误差电压VE2，致使电流源电路264于抽电期间产生第一电流I1与感测电压VRS，以使感测电压VRS追踪设定电压VFX。此外，类似于图2的实施例，图4的P型晶体管MP1与P型晶体管MP4在抽电期间可操作在线性区，第一电流I1可通过P型晶体管MP1、P型晶体管MP4与电压随耦器2640的耦接方式而镜射出固定的抽电电流Ip，其中P型晶体管MP1的宽长比(aspect ratio)可设计为P型晶体管MP4的宽长比的K倍，如此一来，抽电电流Ip即为K倍的第一电流I1。至于图4的选择电路263、电流源电路264以及电流电压转换电路265的详细运作，则可参照图2所示实施例的相关说明而类推，故不再赘述。

总的来说，由于图4实施例所示的供电装置100可依据负载的变化适应性地调变充电开关信号CS的工作周期或抽电开关信号PS的工作周期，并提供固定的抽电电流Ip，故于负载转态时，可降低直流输出电压上的涟波。而且，供电装置100为定频操作，故可降低电磁干扰。此外，P型晶体管MP1于抽电期间乃是操作在线性区，其源极端与漏极端之间的跨压较低(相较于饱和区)，故可提高供电装置100的电源转换效率。

以下请同时参照图1、图4及图5，图5是依照本实用新型的另一实施例说明图1所示的电荷泵120、反馈电路140以及控制电路160的电路架构示意图。相较于图4所示的供电装置100可在抽电期间提供固定的抽电电流Ip，图5所示的供电装置100可在充电期间提供固定的充电电流Ic。更进一步来说，图5的定电流控制电路468可根据抽电开关信号PS(或反相的抽电开关信号PSB)而于充电期间产生第一电流I1，并提供控制电压VCCS至充电开关电路222，致使充电开关电路222产生固定的充电电流Ic。基于上述差异，图5的P型晶体管MP1的栅极端接收反相的抽电开关信号PSB，P型晶体管MP5的栅极端接收反相的抽电开关信号PSB，电压随耦器2640的第二输入端(即运算放大器OP2的非反相输入端)耦接第一电容C1的第一端(即P型晶体管MP3的漏极端)，P型晶体管MP3的栅极端用以接收控制电压VCCS。至于图5的电荷泵120、反馈电路140以及控制电路160中的其他电路架构，则可参照上述图4的相关说明，故在此不再赘述。

请再参照图5，P型晶体管MP3与P型晶体管MP4在充电期间操作在线性区，第一电流I1可通过P型晶体管MP3、P型晶体管MP4与电压随耦器2640的耦接方式而镜射出充电电流Ic，其中P型晶体管MP3的宽长比(aspect ratio)可设计为P型晶体管MP4的宽长比的K倍，如此一来，充电电流Ic即为K倍的第一电流I1。至于图5的电荷泵120、反馈电路140以及控制电路160中的详细运作，则可参照上述图4的相关说明而类推得之，故在此不再赘述。

综上所述，本实用新型实施例的供电装置可依据负载的变化适应性地调变充电电流或抽电电流或充电期间的时间长度或抽电期间的时间长度，故于负载转态时，可降低直流输出电压上的涟波。而且，本实用新型实施例的供电装置为定频操作，故可降低电磁干扰。此外，本实用新型实施例的电荷泵中的部分功率晶体管于充电期间或抽电期间乃是操作在线性区，其源极端与漏极端之间的跨压较低(相较于饱和区)，故可提高供电装置的电源转换效率。

虽然本实用新型已以实施例揭示如上，然其并非用以限定本实用新型，任何所属技术领域中普通技术人员，在不脱离本实用新型的精神和范围内，当可作些许的更改与润饰，均在本实用新型范围内。