一种PWM/PFM双模式自动切换的降压型DC‑DC转换器的制作方法

本实用新型涉及DC-DC转换器，尤其涉及一种PWM/PFM双模式自动切换的降压型DC-DC转换器。

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背景技术：
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DC-DC转换器为转变输入电压后有效输出固定电压的电压转换器。DC-DC转换器分为三类：升压型DC/DC转换器、降压型DC/DC转换器以及升降压型DC/DC转换器。根据需求可采用三类控制。PWM控制型效率高并具有良好的输出电压纹波和噪声。PFM控制型即使长时间使用，尤其小负载时具有耗电小的优点。PWM/PFM转换型小负载时实行PFM控制，且在重负载时自动转换到PWM控制。

东南大学杜斐的硕士学位论文《PWM/PFM切换降压DC-DC转换器的分析与设计》介绍了降压型DC-DC转换器的基本电路结构及其工作原理以及脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)和脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulation，PFM)两种控制模式，然后对DC-DC系统进行系统建模并分析了DC-DC系统的瞬态响应特性及系统的稳定性，提出了根据负载变化实现PWM/PFM自动切换的控制结构。

目前常用的PWM/PFM双模式降压型DC-DC转换器的结构如图1所示，包含电流检测模块、PWM/PFM模式检测模块、PWM控制模块、PFM控制模块、控制逻辑电路、驱动级和缓冲级电路。电流检测模块探测电感的电流，并转成电压V_sense和设计的阈值V_desire比较。当，V_sense>V_desire，即电感电流大于设定的PWM/PFM模式转折电流时，选择PWM模式，由V_PWM信号通过控制逻辑控制主开关管周期性的导通与关闭；反之，选择PFM模式，由V_PFM信号通过控制逻辑控制主开关管的导通与关闭。

传统的PWM/PFM双模式降压型DC-DC转换器采用的模式切换电路结构复杂，通常涉及复杂的电流检测电路、PWM/PFM模式检测电路以及两种模式的控制电路和模式选择电路，目前PWM/PFM双模式降压型DC-DC转换器存在电路复杂度高，占用芯片面积大的缺点。

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技术实现要素：
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本实用新型要解决的技术问题是提供一种结构简单、占用芯片面积小的PWM/PFM双模式自动切换的降压型DC-DC转换器。

为了解决上述技术问题，本实用新型采用的技术方案是，一种PWM/PFM双模式自动切换的降压型DC-DC转换器，包括转换电路和控制电路，转换电路包括主开关管、续流开关管、储能电感和输出滤波电容；控制电路包括输出电压采样电路、PWM控制模块、控制逻辑模块和驱动模块，驱动模块的两个输出端分别接主开关管的控制端和续流开关管的控制端，PWM控制模块包括误差放大器、比较器、振荡器和锯齿波产生电路，误差放大器的第一输入端接输出电压采样电路的输出端，第二端接基准电压；比较器的第一输入端接误差放大器的输出端，第二输入端接锯齿波产生电路的输出端；比较器的输出端接控制逻辑模块的第一输入端，振荡器的输出端接控制逻辑模块的第二输入端；控制逻辑模块的输出端接驱动模块的输入端。

以上所述的降压型DC-DC转换器，控制逻辑模块包括与非门基本RS触发器、与非门、或非门和两个非门；振荡器的输出端接与非门的第一输入端，通过第一非门接或非门的第一输入端，通过第二非门接与非门的第二输入端；或非门的第二输入端接比较器的输出端，或非门的输出端接与非门基本RS触发器的第一输入端，与非门的输出端接与非门基本RS触发器的第二输入端，与非门基本RS触发器的输出端作为控制逻辑模块的输出端接驱动模块的输入端。

以上所述的降压型DC-DC转换器，主开关管的第一端接电源正极、第二端接续流开关管的第一端，续流开关管的第二端接地；储能电感的第一端接主开关管的第二端，储能电感的第二端接输出滤波电容的第一端，输出滤波电容的第二端接地；储能电感的第二端作为降压型DC-DC转换器的正极输出端接输出电压采样电路。

本实用新型的PWM/PFM双模式的降压型DC-DC转换器利用PWM控制模块中的比较器的传播延迟来实现PWM/PFM双模式自动切换，当电感电流大于预设的PWM/PFM模式转折电流，DC-DC转换器工作于PWM模式，反之则工作于PFM模式。与传统的降压型DC-DC转换器相比，没有复杂的电流检测、PWM/PFM模式检测、模式控制、模式选择等电路，而是利用比较器的传播延迟来决定PWM/PFM模式切换点，通过简单的控制逻辑电路实现PWM/PFM模式的无缝自动切换，结构简单、占用芯片面积小。

[附图说明]

下面结合附图和具体实施方式对本实用新型作进一步详细的说明。

图1是现有技术PWM/PFM模式降压型DC-DC转换器的原理框图。

图2是本实用新型实施例PWM/PFM双模式自动切换的降压型DC-DC转换器的原理框图。

图3是本实用新型实施例PWM控制模块的原理框图。

图4是本实用新型实施例的控制逻辑电路的原理图。

图5是本实用新型实施例降压型DC-DC转换器重载下的控制信号波形图。

图6是本实用新型实施例降压型DC-DC转换器轻载下的控制信号波形图。

图7是本实用新型实施例降压型DC-DC转换器在PFM模式下I_L、V_O、V_FB波形图。

图8是本实用新型实施例降压型DC-DC转换器在不同负载电流下对应的电感电流波形的对比图。

[具体实施方式]

本实用新型实施例PWM/PFM双模式自动切换的降压型DC-DC转换器的结构如图2至图4所示，包括转换电路和控制电路，转换电路包括主开关管(主MOS管)M_P、续流开关管M_N、储能电感L、输出滤波电容C和电阻R_ESR。

控制电路包括由电阻R₁和电阻R₂串联组成的输出电压采样电路、PWM控制模块、控制逻辑模块和驱动模块(驱动电路)。

主开关管M_P的第一端接电源正极V_IN、第二端接续流开关管M_N的第一端，续流开关管M_N的第二端接地V_SS。储能电感L的第一端接主开关管M_P的第二端LX，储能电感L的第二端通过电阻R_ESR接输出滤波电容C的第一端，输出滤波电容C的第二端接地。

储能电感L的第二端作为降压型DC-DC转换器的正极输出端接负荷电阻R_L，同时接输出电压采样电路的输入端V_O。

PWM控制模块包括带隙基准、误差放大器、比较器、振荡器和锯齿波产生电路。

误差放大器的第一输入端接输出电压采样电路的输出端V_FB，第二端接基准电压V_REF。比较器的第一输入端接误差放大器的输出端，第二输入端接锯齿波产生电路的输出端。比较器的输出端接控制逻辑模块的第一输入端，振荡器的输出端接控制逻辑模块的第二输入端。控制逻辑模块的输出端接驱动模块的输入端。

控制逻辑模块包括与非门基本RS触发器、与非门、或非门和两个非门；振荡器的输出端接与非门的第一输入端，通过第一非门接或非门的第一输入端，通过第二非门接与非门的第二输入端；或非门的第二输入端接比较器的输出端，或非门的输出端接与非门基本RS触发器的第一输入端，与非门的输出端接与非门基本RS触发器的第二输入端，与非门基本RS触发器的输出端作为控制逻辑模块的输出端接驱动模块的输入端。其中，第二非门和与非门构成振荡器输出信号的上升沿检测电路。

驱动模块的两个输出端分别接主开关管M_P的控制端和续流开关管M_N的控制端。

如图4所示，控制逻辑模块置位信号S为“0”时，置位信号有效，无论复位信号R为何值，RS触发器都将输出信号V_DRIVE置为“1”；只有当R为“0“而且S为“1”时，即复位信号有效，且置位信号无效时，RS触发器才能将输出信号V_DRIVE复位为“0”，由此可见置为信号S的优先级高于复位信号R。当PWM控制模块的输出信号V_PWM为“1”或V_OSC为“0”时，置位信号S为“0”，置位信号有效，控制逻辑模块的输出信号V_DRIVE置为“1”，通过驱动模块关闭主PMOS管M_P。当控制逻辑模块的置位信号S无效并且VOSC上升沿检测电路检测到V_OSC的上升沿时，复位信号R为“0”，复位信号有效，控制逻辑模块的输出信号V_DRIVE置为“0”，通过驱动模块开通主PMOS管M_P。

本实用新型实施例降压型DC-DC转换器在不同负载下的主要控制信号波形如图5和图6所示。图5给出了重载时主要控制信号的波形，在图5中锯齿波V_RAMP与误差放大器输出信号V_C的交点时刻分别为t₁、t₃,而由于比较器的传播延迟t_d的影响，比较器的输出V_PWM发生跳变的时刻分别为t₂、t₄，分别比t₁、t₃延迟了时间段t_d。V_PWM在t₂时刻发生“0”到“1”的跳变，将V_DRIVE置为“1”，关闭主PMOS管M_P。由于t₄在V_OSC上升沿时刻t_r之前，t_r时刻置位信号S无效，复位信号R有效，故在t_r时刻V_DRIVE被置为“0”，开通主PMOS管M_P。此时DC-DC转换器工作于PWM模式。

图6给出了轻载时主要控制信号的波形。当DC-DC转换器输出的负载电流I_LOAD减小时，误差变压器的输出电压V_C几乎保持不变，直到I_LOAD下降到连续导通与非连续导通边界，误差变压器输出电压V_C才开始下降，以调整M_P的导通时间。当I_LOAD减小至PWM/PFM模式转折电流以下，V_C不断降低，导致V_DRIVE连续一段时间内输出为“1”，关闭主PMOS管M_P。

因为t₄在V_OSC上升沿时刻t_r之后，t_r时刻复位信号R有效，但同时置位信号S也有效，置位信号优先级高，故在t_r时刻V_DRIVE被置为“1”，关闭主PMOS管M_P，进入了跳周期模式。

如图7所示，一旦转换器的输出电压V_O下降至设定值V_{O_SPEC}之下时，转换器的输出电压的检测值V_FB就低于基准电压V_REF，导致误差放大器的输出电压V_C上升，直至开启主PMOS管M_P。每次开启M_P后给电感充电的峰值电流I_PEAK可以维持转换器的输出电压V_O在几个周期时间内高于设定值V_{O_SPEC}，导致V_C下降并在这段时间关闭主PMOS管M_P，此时DC-DC转换器工作于PFM模式。

自动切换的控制逻辑电路是让V_OSC的上跳沿作为主PMOS管M_P的开启信号，而让V_PWM的高电平时段或V_OSC的低电平时段作为M_P的关闭时段。当DC-DC转换器工作于重负载电流或中负载电流的条件下，虽然有比较器的传播延迟t_d的影响，但是延迟后的比较器的输出V_PWM的高电平时段没有覆盖V_OSC的上跳沿，故每个周期都能开启主PMOS管M_P，转换器的工作频率不变，PWM模块根据负载电流调节占空比，如图5所示。当DC-DC转换器工作于轻负载电流条件下，V_C不断下降，由于比较器的传播延迟t_d的影响，延迟后的比较器的输出V_PWM的高电平时段会覆盖V_OSC的上跳沿，如图6所示，使得主PMOS管M_P不是每个周期都能开启，而是经过几个周期关闭之后，V_O下降至设计值V_{O_SPEC}之下，导致V_C升高，V_PWM的高电平时段没有覆盖V_OSC的上跳沿，从而再次开启输出管M_P，如图7所示。此时转换器的工作频率减小，进入跳周期模式，也就是PFM模式。

综上所述，PWM模式根据负载分为连续导通和非连续导通两种情况，当转换器处于连续导通模式时，如图8所示的重负载电流I_LOAD1的情况下，转换器的工作频率不变，只是根据输出电压来调整其开通主MOS管M_P的时间，也就是常说的占空比(D)，D＝V_O/V_IN,而此处V_O,V_IN都是定值，则占空比D不变。此时如果输出电流发生变化，例如负载电流I_LOAD增大，会引起V_O的瞬间减小(电感瞬间无法向负载提供增加的电流，此时靠电容放电给负载提供增加的电流，引起V_O下降)，则V_O通过采样电阻采样后的电压V_FB下降，经过PWM控制模块中的误差放大器后，输出V_C电压上升，经过比较器与V_RAMP比较之后，使V_PWM的高电平时间变短，让V_DRIVE的低电平时间变长，也就是电源V_IN通过电感对输出负载充电时间变长，让电感的平均电流上升，直到平衡稳态后，V_C恢复到以前值，几乎保持不变，V_DRIVE的占空比恢复至V_O/V_IN，而此时的电感电流平均值已经增加了。反之，如果负载电流I_LOAD减小，则通过PWM控制模块的调整，电源V_IN通过电感对输出负载充电时间变短，让电感的平均电流下降，直到平衡稳态后，V_C恢复到以前值，几乎保持不变，V_DRIVE的占空比恢复至V_O/V_IN，而此时的电感电流平均值减小了。

如果负载电流I_LOAD继续减小到非连续导通模式，如图8所示的中负载电流I_LOAD2的情况下，转换器的工作频率不变，V_C会开始下降，使占空比随I_LOAD的减小而减小，以保证一个周期内的平均电感电流等于负载电流I_LOAD。

当I_LOAD减小至PWM/PFM模式转折电流以下，如图8所示的轻负载电流I_LOAD3的情况下，V_C会不断降低，导致V_DRIVE连续一段时间内输出为“1”，关闭主MOS管M_P，导致转换器的工作频率减小，进入跳周期模式，也就是PFM模式，而且转换器的工作频率与负载电流的大小成正比。

本实用新型以上实施例提出的具有PWM/PFM双模式的降压型DC-DC转换器利用PWM控制模块中的比较器的传播延迟来实现PWM/PFM双模式自动切换，当电感电流大于预设的PWM/PFM模式转折电流，DC-DC转换器工作于PWM模式，反之则工作于PFM模式，本实用新型以上实施例与传统的降压型DC-DC转换器相比，没有复杂的电流检测、PWM/PFM模式检测、模式控制、模式选择等电路，而是利用比较器的传播延迟来决定PWM/PFM模式切换点，通过简单的控制逻辑电路实现PWM/PFM模式的无缝自动切换，结构简单、占用芯片面积小；还可以通过调整比较器传播延迟时间来控制PWM/PFM模式转折点电流的大小。