基于36脉波整流的岸电系统大功率变频电源的制作方法

本实用新型涉及配电网络终端的特殊电源装置，更具体地说是一种基于36 脉波整流技术的13电平CHB逆变器的大功率变频电源，应用于港口岸基的船用电源。

背景技术：

近年来，随着国家经济持续快速发展，港口建设的步伐越来越快，船舶停靠码头的数量和密度大幅增加，为此需要消耗大量燃油，形成了规模壮观的“海上流动烟囱”。船舶燃油供电受船舶自身设备质量、规模、品质等局限性影响，燃油利用率不高、损耗严重，且船舶柴油机产生的过剩电能又不能储存，消耗了大量的能源，造成了大量浪费，也对港口城市环境造成了巨大的破坏。

由于船用电负载的特殊性，岸电电源的电能质量相较一般配电网络有了更高的要求。因此，船舶岸基电源的设计不仅需要匹配电压、频率、容量等电能指标，同时还需要满足各项电气性能特性(三相电压不平衡、波形失真度、音频噪声等) 在规定的范围之内。另外，在某些港口岸基有特殊电气性能要求的情况下，所用岸电电源应可完全满足。

岸电系统分为低压和高压两种，低压岸电电源输出为440V/60Hz，高压岸电电源输出为6.6kV/60Hz。根据港口规模和系统容量设计，低压上船方式适用于系统容量在200kVA-2000kVA，高压上船方式适用于系统容量在800kVA-8000kVA。随着经济的发展，港口规模不断增大，对岸基电源容量的要求也不断增大，越来越多的港口采用大功率高压上船方式。然而，网侧的谐波干扰、电源输出失真率等是岸电电源应首要解决的问题。

目前，岸电电源的实现方式基本都是交直交变换，在大功率传动系统应用比较多的是7电平和9电平CHB逆变器。由于其独具的模块化结构，使之非常易于降低成本和便于维修。由于7电平CHB逆变器不能满足更高容量和电压等级的要求，因此需要增加功率单元的数量。大多数传动系统采取的是多个相同的CHB逆变器级联来扩展电压等级，相对于增加电平数，这样做的好处是可以大大减小移相变压器的制造成本，并且功率单元的控制策略更为简化，缺点是网侧的谐波抑制能力和输出的电压THD不如后者。根据JT-T814.1的规定，岸电电源输出波形失真度≤4％，不宜采用多个相同CHB逆变器级联形式的大功率变频电源。13电平CHB输出电压谐波非常小，线电压输出波形谐波频次且只包含(120± 1,5,7,11,13,17，19)次的谐波，因此本发明人考虑基于此设计一种岸电系统大功率变频电源，本案由此产生。

技术实现要素：

本实用新型的目的，在于提供一种基于36脉波整流的岸电系统大功率变频电源，其可满足岸电系统的特殊要求，降低成本，提高负载侧的功率因数。

为了达成上述目的，本实用新型的解决方案是：

一种基于36脉波整流的岸电系统大功率变频电源，包括移相变压器和3个功率单元组，其中，每个功率单元组包含6个级联的功率单元，移相变压器的二次侧三相共有18个绕组，分别与18个功率单元的输入端对应连接，而3个功率单元组的第一输出端均连接至公共端，第二输出端分别引出对应ABC三相。

上述移相变压器采用二次侧带延边三角形的Y/△接法，二次侧共6组绕组，每一组包含3个绕组对应连接在三相电网中，移相变压器共有18个绕组，每组绕组相位相差10°。

上述各功率单元包括顺序连接的整流器和CHB逆变器。

上述整流器采用36脉波二极管整流器，由6个分离型6脉波二极管整流器组成，每个整流器的输入端对应连接移相变压器的1个绕组。

上述整流器的输出端还并接电容。

上述CHB逆变器采用13电平CHB逆变器。

上述大功率变频电源还包括3个滤波器，分别集成在每组级联功率单元输出侧，每个滤波器均包括滤波电容和滤波电感，其中，滤波电感连接在功率单元组的第一输出端和公共端之间，滤波电容连接在公共端与功率单元组的第二输出端之间。

采用上述方案后，本实用新型具有以下特点：

1.提供一种大功率变频电源，解决岸电系统对电能质量的特殊要求，可输出 6600kV/60Hz和6000kV/50Hz两种制式的电能。

2.采用低压开关器件组成的模块化结构，有效降低成本，延长使用寿命，提升可靠性。

3.二次侧带延边三角形接法的移相变压器可有效降低网侧谐波电流含量，有效地减少了整流系统乃至整个岸基供电系统对网侧的谐波污染并提高网侧功率因数。

4.采用模块化设计的功率单元(有效降低成本)，基于36脉波整流系统和 13电平CHB级联逆变器，每相包含6个功率单元级联，每个功率单元输出交流电压有效值640V。多电平CHB逆变器有几乎正弦波的输出波形。

5.CHB逆变器采用载波移相调制技术，相邻IGBT之间载波信号相差30°。所有开关器件(IGBT)具有相同的开关频率(600Hz)和相同的导通时间，可以实现输出功率的自然均衡。多电平结构使得其等效开关频率远高于IGBT开关频率，可以在保证输出电压有很小THD的同时，有效减小开关损耗和延长其使用寿命。

6.减小滤波装置体积。所述13电平级联大功率变频电源在逆变器级联输出端口配置LC低通滤波器，滤波器集成在功率单元输出侧，因此大大减小占地面积和装置成本。当负载为感性时，滤波电容中基波电流可以抵消部分负载的感性电流，因此，可以提高负载侧的功率因数。

附图说明

图1是本实用新型的整体架构图；

图2是本实用新型中功率单元的电路结构图；

图3是本实用新型中移相变压器的电路结构示意图；

图4是本实用新型中功率单元组与滤波器的连接电路图；

图5是逆变器的调制波和载波示意图。

具体实施方式

以下将结合附图，对本实用新型的技术方案进行详细说明。

如图1所示，本实用新型提供一种基于36脉波整流的岸电系统大功率变频电源，包括移相变压器和3个功率单元组，其中，每个功率单元组包含6个级联的功率单元，移相变压器的二次侧三相共有18个绕组，分别与18个功率单元的输入端对应连接，而3个功率单元组的第一输出端均连接至公共端，第二输出端分别引出对应ABC三相；下面分别介绍。

在本实施例中，移相变压器采用二次侧带延边三角形的Y/△接法，二次侧共6组绕组，每一组包含3个绕组对应连接在三相电网中，移相变压器共有18 个绕组，每组绕组相位相差10°(±5°、±15°、±25°)，如图3所示。

所述各功率单元包括顺序连接的整流器和CHB逆变器，如图2所示，在本实施例中，整流器采用36脉波二极管整流器，由6个分离型6脉波二极管整流器组成，三相共18个6脉波二极管整流器，每个整流器的输入端对应连接1个绕组，由绕组为整流器供电，每个整流器的输出端并接一个电容，进一步降低输出直流电压脉动；所述整流器输出直流电压供给CHB逆变器，在电网平衡状态下， 36脉波整流系统网侧电流仅含36n±1次谐波；由于滤波电容的存在，网侧电压不平衡度的增加对整流系统输出直流电压的影响几乎可以忽略。

所述逆变器采用13电平CHB逆变器，每相由6个H桥逆变器级联而成，所述H桥逆变器使用低压IGBT可大幅降低成本。逆变器采用移相载波调制法，这种调制方法的优势在于，各H桥逆变器输出的波形几乎完全相同，只有一个相位差φ的相移，所有的开关器件具有几乎相同的开关频率、开关次数和导通时间，可以实现输出功率的自然均衡。基于这种特点，功率单元在设计、制造、排故以及维护时都会带来便利，并且由于其模块化的结构使成本大幅降低。另外，此种调制方法不需要设置开关的循环方式，且输出电压波形非常接近正弦波。13电平CHB逆变器需要12个三角载波，在移相载波调制法中，所有三角载波具有相同的频率和幅值，任意两个相邻载波之间的相位相差30°，调制信号选用三相正弦波，通过调制波和载波的比较产生所需的开关器件的门极信号。左桥臂上部 6个载波信号依次有30°相移，右桥臂上部6个载波信号依次和左桥臂上部载波信号有90°的相移。所有H桥下部开关器件的门极信号均由上部开关器件的门极信号互补得到。图5中实线为第一个功率单元H桥逆变器左桥臂上部的载波信号波形图，虚线为调制波信号波形图。所述逆变器低压IGBT开关频率f_c为600Hz，调制波频率f_m为60Hz,调制比m_f＝f_c/f_m＝10，调制系数m_a取0.9。其等效开关频率 f_dev＝(m-1)*fc＝7200Hz，其中，m为电平数。逆变器输出相电压的谐波频次以边带谐波的形式出现，中心频率为f_dev，如120±1，3，5...次谐波。

所述13电平CHB逆变器输出电压电平数高达13电平，几乎是正弦波输出。输出相电压THD低于3％、负载侧电流THD低于0.5％，除去3次谐波，其余主要谐波以边带谐波的形式出现，其中心为逆变器的等效开关频率(7200Hz/120次)，例如12m_f±1,5,7次谐波。

在本实施例中，还包括3个滤波器，分别集成在每组级联功率单元输出侧，结合图4所示，每个滤波器均包括滤波电容和滤波电感，其中，滤波电感连接在功率单元组的第一输出端和公共端之间，滤波电容连接在公共端与功率单元组的第二输出端之间。通过将滤波器集成在功率单元组输出侧，电源输出频率为60Hz，谐波频率主要集中在7200Hz附近，所以滤波器的截止频率f₀选取为1200Hz。

在LC乘积不变的条件下，由于滤波电容并联在输出侧，当负载为感性时，滤波电容中基波电流可以抵消部分负载的感性电流。因此，选择参数时可以考虑适当增大电容减小电感，这样可以提高负载侧的功率因数。

以上实施例仅为说明本实用新型的技术思想，不能以此限定本实用新型的保护范围，凡是按照本实用新型提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本实用新型保护范围之内。