电动机控制装置的制作方法

本发明涉及用于降低高次谐波损失的电动机控制装置和驱动系统。
背景技术：
：在基于使用了逆变器的pwm控制的电动机驱动系统中，期望各种损失的减少。损失分为在电动机产生的损失(以下，称为电动机损失)和由逆变器产生的损失(以下，称为逆变器损失)。电动机损失具有起因于基波成分的损失(以下，称为基波损失)和起因于高次谐波成分的损失(以下，称为高次谐波损失)。逆变器损失具有起因于开关元件的导通断开动作的损失(以下，称为开关损失)和在开关元件的导通时产生的损失(以下，称为导通损失)。关于基波损失，与利用商用电源进行的定速驱动相比，通过采用利用逆变器进行的变速驱动减少。但是，由于开关动作而电压/电流发生畸变，产生高次谐波成分，因此高次谐波损失增加。高次谐波成分和高次谐波损失能够通过逆变器的载波频率的提高而减少。但是，同时，开关损失增加，因此期望将载波频率固定不变地减少高次谐波损失。特别是在非同步pwm控制的过调制驱动中，已知高次谐波成分和高次谐波损失显著增加，期望其的减少。在专利文献1中，由于在非同步pwm控制的过调制驱动中减少高次谐波成分，所以设定调制率的上限值khmax，以使得调制率比该上限值小的方式修正信号波。由此，高次谐波成分的有效值降低，高次谐波损失也减少。现有技术文献专利文献专利文献1：日本特开2007-143316技术实现要素：发明所要解决的问题但是，专利文献1的问题在于，(1)为了设定调制率的上限值，限制逆变器输出的范围，(2)没有考虑高次谐波损失的频率依赖性，不能充分地减少高次谐波损失。高次谐波损失的频率依赖性是指，高次谐波损失的产生量不仅依赖于高次谐波有效值而且还依赖于频率。即，仅降低高次谐波有效值，并不一定能够减少高次谐波损失。为了充分减少高次谐波损失，需要考虑该频率依赖性，将高次谐波成分的频带最佳化。因此，本发明的的目的在于，不增加开关次数，使用非同步pwm控制减少对交流电动机进行了过调制驱动时产生的高次谐波损失。用于解决问题的方式作为本发明的一个例子，在电动机控制装置中包括：基于频率指令和电压指令生成信号波的信号波生成部；基于载波频率生成载波的载波生成部；比较上述信号波与上述载波，输出栅极信号的pwm发生部；基于上述栅极信号控制开关元件的逆变器；和将偏置量加至上述信号波的的偏置量计算部，所述逆变器输出脉冲电压，所述载波频率被固定，所述偏置量计算部在包括电压相位0、90、180、270deg的1个载波周期内在所述信号波加上偏置量，以固定所述脉冲电压的基波的有效值、降低比所述基波高阶的高次谐波有效值、增加比所述基波低阶的高次谐波有效值。发明的效果根据本发明，能够不增加开关次数地减少非同步pwm控制的过调制驱动中的高次谐波损失。由此，能够获得交流电动机的高输出化或者冷却系统的小型化等效果。附图说明图1是实施例1的电动机控制装置的结构图。图2是电动机控制装置的要素图。图3是现有技术的基于同步pwm控制的脉冲图形。图4是现有技术的基于同步pwm控制的、调制率不同的情况下的脉冲图形。图5是现有技术的同步pwm控制和非同步pwm控制的脉冲图形。图6是损失系数。图7是非同步pwm控制的周期性。图8是本发明的脉冲图形。图9是本发明的开关幅度的限制。图10是本发明的效果。图11是实施例2的结构图。具体实施方式使用图1～图10和表1对实施例1进行说明。实施例1图1是实施例1中的电动机控制装置的结构图，图2是系统的要素。交流电动机1自逆变器2被施加脉冲电压(u相脉冲电压vu、v相脉冲电压vv、w相脉冲电压vw)，由此流动三相交流电流(u相电流iu、v相电流iv、w相电流iw)，以驱动频率f被驱动。此处，将施加在交流电动机1的u-v相之间的电压称为线间电压vuv。载波生成部3基于载波频率fc生成载波vc*。如图3(a)所示，载波vc*为振幅1(按直流电压的一半vdc/2标准化)·频率fc的三角波。信号波生成部4基于频率指令f1*和电压指令v1*生成信号波(u相信号波vu1*、v相信号波vv1*、w相信号波vw1*)。信号波为图3(a)所示那样的频率f1*的正弦波，其振幅等于电压指令v1*。频率指令f1*和电压指令v1*由图2所示的v/f控制部8或者矢量控制部9基于速度指令f*决定。此处，将信号波与载波的振幅之比称为调制率kh。由偏置量计算部5计算信号波的偏置量a*，输出至加法计算部6。加法计算部6通过将偏置量a*加至信号波而生成后述的修正信号波vu2*、v2*、vw2*。pwm发生部7通过对修正信号波vu2*、vv2*、vw2*与载波进行比较而生成栅极信号gun、gup、gvn、gvp、gwn、gwv，并将这些栅极信号输出至逆变器2。逆变器2基于栅极信号对开关元件进行导通(on)或断开(off)控制，向交流电动机1施加脉冲电压。以下，将脉冲电压的波形图称为脉冲图形。接着，对pwm控制的动作原理和问题点即高次谐波损失进行说明。载波生成部3、信号波生成部4、pwm发生部7实现pwm控制。pwm控制是将直流电压vdc转换为任意的电压·频率的方式，在可变速驱动中是必须的。在pwm控制中，通过对图3(a)所示的信号波与载波的振幅进行比较，决定开关元件的导通·断开。例如，如图3的区间a所示那样，在信号波小于载波时，使脉冲电压vu断开。只要载波频率足够高，脉冲电压vu、vv、vw的基波频率和振幅就与原来的信号波相等。因此，通过向交流电动机1施加脉冲电压vu、vv、vw，如果交流电动机1为同步电机，则按驱动频率f＝f1*被驱动，如果交流电动机1为感应电机，则按f＝f1*-fs(fs：转差率)被驱动。以上为pwm控制的动作原理。接着，对作为pwm控制的问题点的高次谐波损失进行说明。在pwm控制中，伴随逆变器2的开关元件的导通断开动作，在电压·电流中产生畸变。该畸变能够作为图3(d)所示的高次谐波成分表示，由此产生高次谐波损失。特别是在非同步pwm控制的过调制驱动中，已知高次谐波成分和高次谐波损失显著增加。过调制是指调制率kh超过1(p.u.)。图4表示过调制的情况下和非过调制的情况下的脉冲图形。如图4(b)所示，与非过调制的情况相比，在过调制的情况下减少基波1周期分的脉冲数。这是因为，信号波在成为其波峰的相位90deg、270deg变得比载波大，脉冲电压相连结。其结果是，高次谐波成分的有效值变大，高次谐波损失增加。例如，如图4(c)所示，7次的高次谐波电压在非过调制中为0.105p.u.，而在过调制中为0.258p.u.，大致为2倍。此外，13次的高次谐波电压在非过调制中为0.008p.u.，而在过调制中为0.291p.u，大致为30倍。这样，在过调制中，存在高次谐波成分增加的问题。非同步pwm控制与电动机的基波频率(驱动频率)无关，是固定载波频率的pwm控制方式。另一方面，同步pwm控制是将载波频率调整为基本频率的整数倍的方式。图5表示在非同步pwm控制和同步pwm控制中分别进行了过调制驱动的情况下的脉冲图形。在同步pwm控制中，如图5(b)所示那样，仅存在高阶的高次谐波成分，不存在低阶的高次谐波成分。这是因为，在同步pwm控制中，基波与载波同步，具有以基波的1周期为基准的周期性。另一方面，在非同步pwm控制中，产生低阶的高次谐波成分。这是因为，在非同步pwm控制中，基波与载波不同步，脉冲电压的开关相位在每1个基波周期参差不齐。在专利文献1中将这称为脉冲电压的相位误差，如图5(a)所示，在信号波的倾斜大的相位(0deg、180deg)的附近产生相位误差。这样，在非同步pwm控制中，存在低阶的高次谐波成分，与高阶的高次谐波成分一起成为高次谐波损失的原因。高次谐波损失是在交流电动机1的磁铁产生的涡流和在电磁钢板产生的磁滞损失等的总和。这些高次谐波损失与(式1)的电流高次谐波in的平方成比例，且如表1所示那样与频率的阶乘也成比例。因此，高次谐波损失wh使用后述的周期t按(式2)近似。[式1]其中，z：交流电动机1的阻抗l：交流电动机1的电感vn：电压高次谐波n：高次谐波次数[式2]其中，k：损失系数h：高次谐波次数的上限此处，损失系数k是表示交流电动机1的高次谐波损失wh的特性的系数。根据交流电动机1的高次谐波损失的主要原因(表1)，如以下那样确定。(1)k＝0：不存在频率依赖性，铜损为主的情况下(2)k＝1：磁滞损失为主的情况下(3)k＝2：涡流损失为主的情况下作为结果，损失系数kn为0以上2以下的值，如图6所示那样具有正相关。以上是作为pwm控制的问题点的高次谐波损失的原因和特征。[表1]种类频率次数电磁钢板的磁滞损失1次电磁钢板的涡流损失2次磁铁的涡流损失2次在本实施例中，通过使用偏置量计算部5、加法计算部6，将(式2)的高次谐波损失wh降低或者最小化。以下，对其原理进行说明。由于损失系数kn具有正相关，所以即使容许低阶的电压高次谐波vn的增加，降低高阶的电压高次谐波vn对于实现(式2)的高次谐波损失wh的降低或者最小化也是有效的。电压高次谐波vn是由脉冲图形决定的高次谐波成分的有效值。脉冲图形的周期在同步pwm控制中与1个基波周期一致，因此电压高次谐波vn以1个基波周期为基准来计算。在非同步pwm控制中，脉冲图形的周期与1个基波周期不一致，而与图7所示的信号波的周期t1和载波的周期tc的最小公倍数量的周期t一致，在(式3)对此进行表示。在本发明中，为了处理非同步pwm控制，电压高次谐波vn以(式3)的周期t为基准计算电压高次谐波vn。[式3]t＝n1t1＝n2tc……………………(式3)其中，n1和n2为整数如(式4)所示，电压高次谐波vn依赖于脉冲电压进行开关的相位αk(以下，称为开关相位角αk)。因此，通过调整开关相位角αk而获得所期望的电压高次谐波vn。因此，将(式4)代入(式2)，将所得到的(式5)设定为目的函数。以将该目的函数降低或者最小化的方式调整开关相位角αk，由此能够将高次谐波损失wh降低或者最小化。[式4]其中，n：高次谐波次数的上限[式5]根据pwm控制的原理，在上述的开关相位各αk的调整中，需要将作为脉冲电压的基波成分的振幅v1和相位θ1固定。基波振幅v1和θ1能够利用开关相位角αk如(式6)和(式7)所示那样来表示。因此，在本发明中，需要设定将(式6)和(式7)保持为一定的开关相位角αk。[式6][式7]在本实施例中，为了调整开关相位角αk，利用偏置量计算部5计算偏置量a*，以此为基础利用加法计算部6对信号波进行偏置修正。以下，表示本实施例的步骤。(1)与交流电动机1的驱动条件相应地设定目的函数(式5)的值。(2)使开关相位角αk变化。(3)将开关相位角αk代入(式5)，进行计算。(4)重复进行(2)(3)的步骤至成为在(1)所设定的值。(5)基于开关相位角αk计算信号波的偏置量a*。(6)使用偏置量a*，在包括信号波的振幅成为峰值的相位90、270deg和倾斜变大的相位0、180deg的1个载波周期内(以下，称为峰相位区域和零交点相位区域)进行偏置修正，生成图1所示的修正信号波vu2*、vv2*、vw2*。(7)基于修正信号波和载波生成脉冲电压，施加至交流电动机1。图8表示根据以上的步骤所生成的脉冲图形。其结果是，如图8(c)所示那样，能够将基波成分保持固定地降低高阶的电压高次谐波vn，因此能够实现(式2)所示的高次谐波损失wh的降低。根据以上说明，在本实施例中，能够将高次谐波损失wh降低或者最小化。以下，对本发明进行补充说明。偏置量a*的计算并不一定全部实施，也可以省略一部分。例如，(1)在调制率kh<1的情况下(2)在载波频率fc与基波频率f1同步的情况下令偏置量a*为0。这是因为，在上述的情况下高次谐波损失小。通过按上述的条件省略一部分功能，能够降低计算机的计算负荷。图9表示在零交叉相位区域的开关幅度α’与在峰相位区域的开关幅度α的关系。根据本图9(a)和图9(b)，为了将基波振幅a1固定，开关相位角αk需要以保持(式8)的关系的方式设定。[式8]α’＜α……………………(式8)图10表示本实施例的效果。在本图10(a)和图10(b)，无论现有技术和本发明中电压高次谐波vn是否相等，均能够减少高次谐波损失wh。此外，在图10(c)和图10(d)，无论电压高次谐波vn的有效值是否增加，均能够减少高次谐波损失wh。实施例2图11是实施例2的结构图。本实施例是将实施例1应用于交流电动机1的驱动系统的例子。在图11中，省略与实施例1相同的部分的说明。在本实施例中，能够利用计算机10等上级装置设定速度指令f*。根据本实施例，能够实现高精度速度控制特性。附图标记的说明1交流电动机2逆变器3载波生成部4信号波生成部5偏置量计算部6加法计算部7pwm发生部8v/f控制部9矢量控制部10计算机vdc直流电压vu、vv、vwu相脉冲电压、v相脉冲电压、w相脉冲电压vu1*、vv1*、vw1*u相信号波、v相信号波、w相信号波vuv线间电压vu2*、vv2*、vw2*u相修正信号波、v相修正信号波、w相修正信号波vc*载波v1*电压指令vn电压高次谐波guu、gupu相栅极信号gvu、gvpv相栅极信号gwu、gwpw相栅极信号θ电压相位f*速度指令f1*频率指令f驱动频率fc载波频率iu、iv、iwu相电流、v相电流、w相电流tc载波周期t1信号波周期t载波与信号波的最小公倍数量的周期in电流高次谐波z交流电动机的阻抗l交流电动机的电感k损失系数n高次谐波次数wh高次谐波损失v1基波振幅θ1基波相位a*偏置量αk开关相位角当前第1页12