无线电力接收器的制作方法

公开了一种无线电力发射和接收系统，更特别地，一种用于接收无线电力的无线电力接收单元。

背景技术：

图1是常规无线电力发射系统的电力接收单元的框图。通常，电力接收单元(powerreceivingunit,pru)具有如图1所示的结构。众所周知，谐振器10由电感器l和电容器c构成，即lc电路，以接收无线能量。在这种情况下，具有与由电力发射单元(powertransmissionunit,ptu)发射的频率相同的频率的交流电(ac)流过谐振器10。通常，pru将接收到的无线能量转换成作为最终输出的稳定dc信号以将电力提供至负载。因此，需要如图1所示的整流器20。整流器20将ac信号转换成未经调节的dc信号。此信号借助于转换器30被转换成精确的dc电压vout，然后提供至负载。作为参考，转换器30可以是降压型转换器、升压型转换器或线性型转换器。不论转换器的形式如何，转换器均具有如图1所示的两级结构。然而，无线电力接收单元的效率是通过将整流器20的效率与转换器30的效率相乘来确定的。因此，当转换器被配置成具有多级时，可能难以满足高的效率。

技术实现要素：

技术问题

本发明意在提供一种能够通过仅使用整流器而不需要单独的转换器来保证高的效率的无线电力接收单元。

技术方案

根据一个方面的无线电力接收单元包括：谐振回路，其被配置成以磁共振方式接收无线电力；整流器，其被配置成对由谐振回路接收的无线电力进行整流并且将整流后的电流提供至负载，该整流器包括二极管电桥和跨构成二极管电桥的二极管中的任一个二极管连接的第一开关；以及控制器，其被配置成控制第一开关以使整流器能够作为全波整流器或半波整流器进行工作。

根据一个方面，当整流器作为全波整流器工作时，从谐振回路流出的电流被分类为：依次经由二极管电桥的第一二极管和第四二极管返回谐振回路的正向电流和经由二极管电桥的第二二极管和第三二极管返回谐振回路的反向电流，第一开关跨第四二极管连接。

根据一个方面，控制器可以检测整流器的输出电压，将检测到的输出电压与参考电压进行比较，并且根据比较的结果将第一开关控制成导通或关断。

根据一个方面，无线电力接收单元还可以包括旁路电容器，该旁路电容器被配置成阻止一些电流从谐振回路提供至整流器。

根据一个方面，整流器还可以包括旁路电容器，该旁路电容器被配置成阻止一些电流从谐振回路提供至负载。

根据一个方面，整流器还可以包括第二开关，该第二开关连接至旁路电容器，并且被配置成经由控制器的控制而将从谐振回路提供的一些电流旁路至负载。

根据一个方面，控制器可以基于预定参考电压和整流器的输出电压分别控制第一开关和第二开关。

根据一个方面，控制器可以包括：第一比较控制器，其被配置成将参考电压与通过在串联连接的多个电阻器的第一节点处检测整流器的输出电压而生成的第一生成电压进行比较并且控制第一开关；以及第二比较控制器，其被配置成将参考电压与通过在串联连接的多个电阻器的第二节点处检测整流器的输出电压而生成的第二生成电压进行比较并且控制第二开关。这里，第一生成电压可以高于第二生成电压。

根据一个方面，控制器可以包括：可变参考电压生成器，其被配置成生成可变参考电压，使得通过检测整流器的输出电压而生成的电压等于预定参考电压；第一比较控制器，其被配置成将可变参考电压与通过在串联连接的多个电阻器的第一节点处检测整流器的输出电压而生成的第一生成电压进行比较并且控制第一开关；以及第二比较控制器，其被配置成将可变参考电压与通过在串联连接的多个电阻器的第二节点处检测整流器的输出电压而生成的第二生成电压进行比较并且控制第二开关。这里，第一生成电压可以高于第二生成电压。

本发明的有益效果

根据本发明的无线电力接收单元借助于自调节整流器生成稳定的输出电压。无线电力接收单元不需要配置成多级结构，从而防止组件数量增加并且还提高了效率。

此外，根据本发明的无线电力接收单元的自调节整流器自动切换为全波整流器或半波整流器，从而最小化不必要的损耗。

附图说明

图1是示出常规无线电力接收单元的结构的图。

图2是使用全波整流器的无线电力接收单元的电路图。

图3是使用半波整流器的无线电力接收单元的电路图。

图4示出了根据实施方式的无线电力接收单元的电路图和工作波形。

图5是使用肖特基二极管产生的全波整流器和半波整流器的效率图。

图6是示出根据实施方式的另外包括旁路电容器的电路的图。

图7是示出根据另一实施方式的另外包括旁路电容器的电路的图。

图8是示出根据实施方式的包括自调节整流器的无线电力接收单元的电路的图。

图9是示出根据实施方式的vrect电压控制电路的图。

图10是示出根据实施方式的使用可变参考电压生成器的vrect电压控制电路的图。

图11是示出在图10中示出的可变参考电压生成器的图。

图12是使用图8的电路的vrect电压变化模拟实验的结果图。

图13是根据模拟实验结果的自调节整流器的效率图。

图14是有源二极管的示例图。

图15是示出根据实施方式的用于替换d4的有源二极管的图。

图16是示出根据实施方式的包括使用有源二极管的自调节整流器的无线电力接收单元的电路的图。

具体实施方式

通过参照附图描述的示例性实施方式，本发明的上述和其他方面将更加明显。在下文中，将详细描述本发明，使得本领域的技术人员可以通过实施方式容易地理解并且再现本发明。

图2是使用全波整流器的无线电力接收单元的电路图。图2(a)和图2(b)示出了使用通用全波整流器的无线电力接收单元的电路。lrx和cs构成了用于以磁共振方式接收无线电力的谐振器，即谐振回路100。lrx表示无线电力接收天线的等效电感器。当以无线方式通过lrx提供电力并且被构成为二极管电桥的整流器200的输入电压vacp大于vacn时，第一二极管d1和第四二极管d4导通，从而执行图2(a)中示出的操作。图2(a)中示出的流动方向被称作正向方向。相反地，当vacn>vacp时，第二二极管d2和第三二极管d3导通，从而执行图2(b)中示出的操作。图2(b)中示出的流动方向被称作反向方向。当由lrx提供的电流具有正弦波的形式时，如图2所示，全波整流电流irect被提供至负载rl和电容器crect。

图3是使用半波整流器的无线电力接收单元的电路图。如图3(a)所示，当图2的电路中的d4被短路时，整流器200作为半波整流器工作。当vacn>vacp时，由于d4短路，电流未被提供至负载，而是通过d3返回至谐振回路100。因此，因为irect具有半波整流波形，所以提供至负载的平均电流低于图1所示的平均电流。

图4示出了根据实施方式的无线电力接收单元的电路图和工作波形。全波整流器和半波整流器的上述操作可以通过另外包括如图4(a)所示的第一开关m0来执行。如图4所示，无线电力接收单元包括谐振回路100和整流器200。在图4中，谐振回路100由一个电感器和一个电容器构成。可替选地，谐振回路100可以由两个或更多个电感器以及/或者两个或更多个电容器构成。整流器200将来自谐振回路100的以无线方式接收的电力进行整流以提供至负载。根据一个方面，整流器200包括二极管电桥和第一开关m0。二极管电桥由d1、d2、d3和d4构成，并且第一开关m0跨构成二极管电桥的二极管中的任一个二极管连接。

当整流器200作为全波整流器工作时，从谐振回路100输入的电流依次经由d1和d4或依次经由d2和d3返回谐振回路100。前者可以称作正向电流，后者可以称作反向电流。此外，第一开关m0跨d4连接。这是为了使得整流器200能够既作为全波整流器又作为半波整流器来进行工作。第一开关m0可以是mosfet开关。当m0导通时，整流器200切换成半波整流电路；当m0关断时，整流器200切换成全波整流电路。如上所述，当整流器200切换成半波整流电路时，提供至负载的电流irect减少一半，从而作为整流器200的输出电压并且施加于负载的电压vrect减小。相反，当整流器200切换成全波整流电路时，电压vrect增大。由于可以通过驱动m0来控制提供至负载的电流，因此可以如图4(b)所示控制输出电压vrect。

特别地，当负载电流iload高时，整流器200作为全波整流器或半波整流器工作。图5示出了全波整流器和半波整流器的效率图。图5示出了借助于肖恩特二极管器件实现用于对6.78mhz的ac输入进行整流的电路并且在改变提供至负载的功率的同时测量整流器的效率的结果。当将相同功率提供至负载时，全波整流器在vacp>vacn和vacp<vacn两种情况下将电力提供至负载。因此，与作为半波整流器进行工作时相比，当电路作为全波整流器工作时电路可以具有较小的电流峰值(peak)并且因此具有较高的效率。然而，当电路作为半波整流器工作时，电路的效率低但不是太低。因此，当图4(a)中示出的整流器200交替作为全波整流器和半波整流器工作以控制输出电压时，可以确定整流器200的效率在全波整流器的效率和半波整流器的效率的范围内。从图5可见，在5w或者以下可以预计约90％的高效率。

然而，当负载所需的电流非常小时，整流器200可以仅作为半波整流器工作。在这种情况下，当由半波整流器提供的电流高于负载所需的电压时，整流器200的输出电压vrect将增加，从而可能无法控制vrect。为了处理这样的情况，可以通过电容器将谐振回路100的一些电流旁路至地。

图6是示出根据实施方式的另外包括旁路电容器的电路的图。在图6中，旁路电容器cd朝向地连接在lrx与cs之间。当由lrx提供电流i1时，电流i11通过cd流出，因此i1*被提供至负载，其中i1*为i1减去i11。图6的电路作为半波整流器工作。因此，仅当vacp>vacn时，i1*才被提供至负载，如图6(a)所示；而当vacn>vacp时，电力不被提供至负载，如图6(b)所示。也就是说，电路基本上作为半波整流器工作，但是一些电流未提供至负载。因此，与半波整流器相比，电路向负载提供较小的功率。因此，仅通过半波整流器的工作即可以降低的电压vrect可以借助于cd进一步降低。另一方面，如图7所示，当cd连接至cs的另一侧时，可以执行类似于上述操作的操作。

图8是示出根据实施方式包括自调节整流器的无线电力接收单元的电路的图。整流器200包括由d1、d2、d3和d4构成的二极管电桥和跨d4连接的m0。另外，整流器200还可以包括cd。此外，整流器200还可以包括与cd串联连接的第二开关m1。m1也可以是mosfet开关。控制器300将m0控制成导通或关断。当存在m1时，控制器300将m1控制成导通或关断。具体地，控制器300用于生成开关m0和m1的开关信号s0和s1，使得电压vrect与预定参考电压vref成比例。显然地，当在电路中未实现m1时，控制器300生成用于仅控制m0的开关信号s0。由于图8中示出的电路在没有单独的转换器的情况下控制输出电压vrect，因此可以将整流器200命名为自调节整流器(srr)。

此外，即使如图6和图7所示来改变cd的另一节点的连接位置，具有与m1串联连接的节点的cd仍可以工作。通常，另一节点连接至谐振回路的内部或者连接至二极管电桥的输入。在图8中，由于谐振回路100由lrx和cs构成，所以可连接的点是节点a和节点b。当谐振回路由若干电感器和若干电容器构成时，对应于a的节点对应于在谐振回路中的节点。

控制器300的基本操作是生成驱动信号s0和s1。显然地，当在电路中未实现m1时，控制器300仅生成驱动信号s0。为了便于描述，以下描述将限于在电路中实现有m0和m1二者的情况。然而，本发明的实施方式不限于此。然而，通过上面的描述将完全理解当除了m0以外还添加有cd时的操作，以及进一步地将完全理解还添加了m1时的操作。

控制器300基于由整流器200整流的输出电压vrect和预定的参考电压vref来分别控制m0和m1。根据实施方式，可以使用图9所示的两个比较器来实现控制器300。如图9所示，控制器300包括第一比较控制器300和第二比较控制器300。第一比较控制器300将参考电压与通过在串联连接的多个电阻器的第一节点处检测整流器200的输出电压而生成的第一生成电压进行比较，并且控制第一开关m0。为此目的，第一比较控制器300包括第一比较器310和第一驱动器320。此外，第二比较控制器300将参考电压与通过在串联连接的多个电阻器的第二节点处检测整流器200的输出电压而生成的第二生成电压进行比较，并且控制第二开关m1。为此目的，第二比较控制器300包括第二比较器330和第二驱动器340。这里，第一生成电压高于第二生成电压。

以上所述将参照图9进行详细描述。串联连接的电阻器ra、rb和rc用于检测vrect。这里，rb与rc之间的节点是第一节点，而ra与rb之间的节点是第二节点。第一生成电压vr0和第二生成电压vr1是通过使用ra、rb和rc检测vrect而生成的信号，它们满足关系vr0>vr1。当通过检测vrect而生成的电压vr0变得大于vref时，第一比较器310的输出变高，并且第一驱动器320生成用于驱动m0的信号s0。在图9中，第一驱动器320和第二驱动器340中的每一个是具有足以促进开关的驱动的电流驱动能力的电路，并且具有相同相位的输入和输出。因此，当比较器输出高时，驱动器输出也高。因此，整流器200通过作为半波整流器工作来降低vrect。虽然vrect降低，但是vrect可以增加直到vr1高于vref。在这种情况下，第一比较器310的输出和第二比较器330的输出均高，因此s0和s1也高。

然而，当第一比较器310的输出交替地高或低时，整流器200交替地作为全波整流器或者半波整流器工作以控制vrect。由于第一比较器310根据vr0是高于还是低于vref进行响应，所以可以看出控制是在稳态下执行的，使得vr0＝vref。因此，这满足以下的等式1：

[等式1]

因此，电压vrect由如下等式2确定：

[等式2]

然而，当第二比较器330的输出被控制为交替地高或低时，电压vrect由如下等式3限定：

[等式3]

由于等式3的vrect高于等式2的vrect，所以可以看出，等式3中的vrect被控制为高于等式2中的vrect。也就是说，这意味着vrect可以根据哪个比较器在工作而被稍微不同地控制。当等式3中的电压vref降低为低于等式2中的电压vref时，等式3中的vrect和等式2中的vrect相同。这意味着，可以通过稍微改变vref而在任何情况下都将vrect控制成几乎相同的电压。因此，如图10所示，可以另外包括可变参考电压生成器。

可变参考电压生成器350生成可变参考电压，使得通过检测vrect而生成的电压等于vref。如图10所示，可变参考电压生成器生成作为可变参考电压的vctrl信号，使得通过借助于串联连接的第一电阻器r1和第二电阻器r2来检测vrect而获得的值等于vref。因此，第一比较器310比较vr0和vctrl，而第二比较器330比较vr1和vctrl。

可变参考电压生成器350可以如图11(a)和图11(b)进行实现。图11(a)示出了使用负反馈的由运算放大器(opamp)和电容器cc构成的可变参考电压生成器350的示例。vf是通过借助于r1和r2来检测vrect而获得的电压。当vf>vref时，电流流过电阻器r向cc充电，从而vctrl降低。否则，vctrl增大。由于当完成控制时vref＝vf，所以电压vrect由下面的等式4确定：

[等式4]

图11(b)示出了由跨导放大器和电容器cc构成的可变参考电压生成器350的示例。跨导放大器借助于r1和r2来检测电压vrect，将检测到的电压vrect与vref进行比较，并且以将通过比较获得的差乘以跨导gm所获得的电流对cc充电，或者对cc放电。因此，可变参考电压生成器350可以通过控制vctrl而与图11(a)中所示的参考电压生成器相同地工作。可以用与图11中示出的方式不同的各种方式来实现可变参考电压生成器。

图12示出了根据上述技术配置的模拟实验结果。负载电流在0至1a的范围内变化，而r1、r2和vref被设置成使得vrect是10v。从图12可见，vrect约为10v，因此实验模拟了将0至10w的功率提供至负载的情况。模拟实验是在谐振回路的谐振频率设置为6.78mhz时执行的。当电流高时，s0变高或变低以控制输出电压。当电流低时，开关m0和m1导通以执行控制。在这种情况下，如图12所示，作为比较器参考电压的vctrl主动改变。因此，尽管负载电流在0a与1a之间变化，但是范围在9.7v与10.3v之间的电压vrect被控制成具有+/-300mv的误差。

图13是当iload在0.1a与1a之间变化并且vrect被控制为10v时srr的效率图。在这种情况下，由tx提供的电流被设置成足以生成1a的输出。可以看出，srr以高的效率工作，在10w附近近似达到90％。

图14是有源二极管的示例图。在图8中示出的二极管电桥可以借助于图14中示出的有源二极管来实现。有源二极管使用开关元件例如mosfet。当开关导通时，跨开关的电压可以设置为低于二极管导通电压，因此可以降低导通损耗。因此，为了提高整流器效率，可以使用有源二极管。用于检测源级电压变得高于漏极电压的比较器接通并且在源级电压变得高于漏极电压时将mosfet切换至导通状态，否则关断mosfet。可以以各种形式实现比较漏极电压与源级电压的方法。

图15是示出根据实施方式的用于替换d4的有源二极管的图。有源二极管除了比较器510和驱动器520以外还包括逻辑元件530。比较器510将源级电压与漏极电压进行比较。根据实施方式，比较器510在源级电压高于漏极电压时输出高信号，否则输出低信号。此外，逻辑元件530可以是or元件，以及接收控制信号vc和比较器510的输出并且输出高信号或低信号。在图15中，当vc变高时，mosfet可以不管比较器530的输出而均导通。图16中示出了使用该配置形成的srr。

在图14和图15中，将n型mosfet示为包括在有源二极管中的开关，但是这仅是示例。例如，可以使用诸如双极型晶体管、绝缘栅晶体管(igbt)、gan晶体管、sic晶体管等的开关元件来构造具有相同构思的电路。此外，可以使用典型的二极管作为图16中的d1、d2和d3中的至少一个。

目前为止，已经参考本发明的优选实施方式描述了本发明。本领域技术人员将理解的是，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以在形式和细节上进行各种改变。因此，所公开的实施方式应该仅从描述性意义上来考虑，而非为了进行限制。此外，本发明的范围不是由实施方式的详细描述来限定，而是由所附权利要求来限定，并且在本范围内的所有差异应该被解释为包括在本发明中。