实施用于无线功率传送应用中的软切换的混合对称和不对称控制的系统、方法和设备与流程

本公开总体上涉及无线功率传送，并且更具体地，涉及实施用于无线功率传送应用中的软切换的混合对称和不对称控制的系统、方法和设备。

背景技术：

感应功率传输(ipt)系统提供了能量的无线传送的一个示例。在ipt系统中，主功率设备(或“发射器”)向次功率设备(或“接收器”)无线地传输功率。发射器和接收器中的每一个都包括电感耦合器，其通常为包括电流输送材料的绕组的单线圈或多线圈布置(诸如绞合线)。穿过主耦合器的交流电产生交流磁场。当次耦合器被放置为邻近主耦合器时，交流磁场根据法拉第定律在次耦合器中引发电动势(emf)，从而无线地将功率传送至接收器。

为了以高效率进行操作，ipt系统应该能够在驱动交流电尽可能接近零交叉点时切换到正电压相位或负电压相位(“软切换”)。在对称切换条件下，这可以等效于ipt系统尽可能接近单位功率因数来操作，其中，电流和电压波形相互基本同相。然而，由于ipt发射器的电感可根据与ipt接收器的耦合而显著变化，所以这种单位功率因数通常不可利用对称占空比正和负电压相位来实现。当ipt驱动电流处于显著非零值时，这会导致驱动电压波形的正和负电压相位之间的切换(“硬切换”)。这会在ipt驱动器开关中引起过量的功率消耗或者引发ipt驱动器开关的故障。如此，期望实施用于无线功率传送应用中的软切换的混合对称和不对称控制的系统、方法和设备。

技术实现要素：

一些实施方式提供了用于无线地传送充电功率的设备。该设备包括无线功率耦合器。该设备还包括驱动电路。该设备还包括控制器，其被配置为当传送小于第一量的无线充电功率时，指示驱动电路利用第一电压波形驱动无线功率耦合器，第一电压波形包括具有第一持续时间的正部分和具有第一持续时间的负部分。控制器进一步被配置为当传送大于第一量的无线充电功率时，选择性地利用第二电压波形驱动无线功率耦合器，第二电压波形包括具有第二持续时间的正部分和具有第三持续时间的负部分，第三持续时间不等于第二持续时间。

一些其他实施方式提供了用于无线地传送充电功率的方法。该方法包括：当传送小于第一量的无线充电功率时，利用第一电压波形驱动无线功率耦合器，第一电压波形包括具有第一持续时间的正部分和具有第一持续时间的负部分。该方法包括：当传送大于第一量的无线充电功率时，选择性地利用第二电压波形驱动无线功率耦合器，第二电压波形包括具有第二持续时间的正部分和具有第三持续时间的负部分，第三持续时间不等于第二持续时间。

又一些实施方式提供了包括代码的非暂态、计算机可读介质，代码在被执行时使用于无线地传送充电功率的设备在传送小于第一量的无线充电功率时利用第一电压波形驱动无线功率耦合器，第一电压波形包括具有第一持续时间的正部分和具有第一持续时间的负部分。代码在被执行时进一步使设备在传送大于第一量的无线充电功率时利用第二电压波形选择性地驱动无线功率耦合器，第二电压波形包括具有第二持续时间的正部分和具有第三持续时间的负部分，第三持续时间不等于第二持续时间。

又一些实施方式提供了用于无线地传输充电功率的设备。该设备包括用于无线地传输充电功率的装置。该设备还包括用于在传送小于第一量的无线充电功率时利用第一电压波形驱动用于无线地传输充电功率的装置的装置，第一电压波形包括具有第一持续时间的正部分和具有第一持续时间的负部分。该设备还包括用于在传送大于第一量的无线充电功率时利用第二电压波形驱动用于无线地传输充电功率的装置的装置，第二电压波形包括具有第二持续时间的正部分和具有第三持续时间的负部分，第三持续时间不等于第二持续时间。

附图说明

图1示出了根据一些实施方式的用于为电动车辆充电的无线功率传送系统。

图2是根据一些实施方式的类似于先前结合图1讨论的无线功率传送系统的核心部件的示意图。

图3是示出图1的无线功率传送系统的核心和辅助部件的功能框图。

图4是示出根据一些实施方式的用于无线功率传送系统的lcl并联拓扑的功能框图。

图5是示出根据一些实施方式的用于利用硬切换在对称驱动方案下操作的无线功率传送系统的输出电压和电流波形的曲线图。

图6是示出根据一些实施方式的用于利用软切换在不对称驱动方案下操作的无线功率传送系统的输出电压和电流波形的曲线图。

图7是根据一些实施方式的用于驱动无线功率传送系统的全桥反相器的示意图。

图8a至图8e示出了根据一些实施方式的在混合对称和不对称驱动方案的控制下的与图7的反相器相关联的输出电压和电流波形。

图9a示出了根据一些实施方式的在引起硬切换的对称驱动方案下用于图7的反相器的输出电压和电流波形以及用于图7的反相器中的每个开关的相关联驱动信号的曲线图。

图9b示出了根据一些实施方式的在引起软切换的单腿不对称驱动方案下用于图7的反相器的输出电压和电流波形以及用于图7的反相器中的每个开关的相关联驱动信号的曲线图。

图10示出了根据一些实施方式的用于调整与图7的反相器相关联的多个参数的控制系统的功能框图。

图11a示出了根据一些实施方式的在引起硬切换的另一对称驱动方案下用于图7的反相器的输出电压和电流波形以及用于图7的反相器中的每个开关的相关联驱动信号的曲线图。

图11b示出了根据一些实施方式的在引起软切换的另一单腿不对称驱动方案下用于图7的反相器的输出电压和电流波形以及用于图7的反相器中的每个开关的相关联驱动信号的曲线图。

图12a示出了根据一些实施方式的在引起硬切换的又一对称驱动方案下用于图7的反相器的输出电压和电流波形以及用于图7的反相器中的每个开关的相关联驱动信号的曲线图。

图12b示出了根据一些实施方式的在引起软切换的双腿不对称驱动方案下用于图7的反相器的输出电压和电流波形以及用于图7的反相器中的每个开关的相关联驱动信号的曲线图。

图13示出了根据一些实施方式的用于调整与图7的反相器相关联的多个参数的另一控制系统的另一功能框图。

图14a示出了根据一些实施方式的在引起硬切换的又一对称驱动方案下用于图7的反相器的输出电压和电流波形以及用于图7的反相器中的每个开关的相关联驱动信号的曲线图。

图14b示出了根据一些实施方式的在引起减少的硬切换的另一双腿不对称驱动方案下用于图7的反相器的输出电压和电流波形以及用于图7的反相器中的每个开关的相关联驱动信号的示图。

图15示出了根据一些实施方式的用于调整与图7的驱动器相关联的多个参数的另一控制系统的另一功能框图。

图16是示出根据一些实施方式的用于实施无线功率传送应用中的软切换的混合对称和不对称控制的方法的流程图。

具体实施方式

以下结合附图阐述的详细描述是为了描述一些实施方式而不仅用于表示实施方式。详细描述包括用于提供对实施方式的完整理解的具体细节。在一些情况下，以框图形式示出了一些设备。

无线地传送功率是指将与电场、磁场、电磁场等相关联的任何形式的能量从发射器传送到接收器而不使用物理电导体(例如，可以通过自由空间传送功率)。可以通过“接收线圈”接收、捕获或耦合输出到无线场(例如，磁场)中的功率以实现功率传送。

本文使用电动车辆来描述远程系统，其示例是包括从可充电能量存储设备(例如，一个或多个可充电电化电池或其他类型的电池)得到的电功率来作为其运动能力的部分的车辆。作为非限制性示例，一些电动车辆可以是混合动力电动车辆，其除了电动机之外还包括传统的内燃机来用于直接运动或者对车辆的电池进行充电。其他电动车辆可以从电功率中得到所有运动能力。电动车辆不限于汽车，而是可以包括摩托车、手推车、滑板车等。通过示例但不限制，本文以电动汽车(ev)的形式来描述远程系统。此外，还可以预期可至少部分地使用可充电能量存储设备供电的其他远程系统(例如，电子设备，诸如个人计算设备等)。

图1是根据一些实施方式的用于为电动汽车充电的无线功率传送系统100的示图。无线功率传送系统100能够在电动汽车112停车以有效地与基础无线充电系统102a耦合的同时对电动汽车112充电。在对应基础无线充电系统102a和102b上方将要停车的停车区域中示出了用于两辆电动汽车的空间。在一些实施方式中，本地分配中心130可以连接至功率主干网132，并且被配置为通过功率链接110向基础无线充电系统102a和102b提供交流(ac)或直流(dc)电源。基础无线充电系统102a和102b中的每一个还分别包括用于无线地传送功率的基础耦合器104a和104b。在一些其他实施方式(图1中未示出)中，基础耦合器104a和104b可以是独立的物理单元，而不是基础无线充电系统102a或102b的一部分。

电动汽车112可以包括电池单元118、电动汽车耦合器116和电动汽车无线充电单元114。电动汽车无线充电单元114和电动汽车耦合器116组成电动汽车无线充电系统。在本文示出的一些示图中，电动汽车充电单元114还被称为车辆充电单元(vcu)。例如，电动汽车耦合器116可以经由由基础耦合器104a生成的电磁场的区域来与基础耦合器104a交互。

在一些实施方式中，当电动汽车耦合器116定位在由基础耦合器104a产生的电磁场中时，电动汽车耦合器116可以接收功率。该场可以对应于由基础耦合器104a输出的能量可以被电动汽车耦合器116捕获的区域。例如，由基础耦合器104a输出的能量可以处于足够为电动汽车112充电或供电的电平。在一些情况下，该场可以对应于基础耦合器104a的“近场”。近场可以对应于存在由基础耦合器104a中的电流和电荷得到的强反应场的区域，其不会辐射功率远离基础耦合器104a。在一些情况下，如下面进一步描述的，近场可以对应于在由基础耦合器104a产生的电磁场的频率的波长的约1/2π内的区域，其远离基础耦合器104a。

本地分配中心130可以被配置为经由通信回传134与外部源(例如，电力网)通信，以及经由通信链接108与基础无线充电系统102a通信。

在一些实施方式中，电动汽车耦合器116可以与基础耦合器104a对齐，因此简单地通过电动汽车驾驶员定位电动汽车112来设置在近场区域内，使得电动汽车耦合器116相对于基础耦合器104a充分对齐。当对齐误差落到可容忍值以下时，可以认为对齐是充分的。在其他实施方式中，驾驶员可以给出视觉和/或听觉反馈以确定电动汽车112何时被正确地放置在容忍区域内来用于无线功率传送。在又一些实施方式中，电动汽车112可以通过自动驾驶系统来定位，其可以移动电动汽车112直到实现充分对齐为止。这可以在驾驶员干预或驾驶员不干预的情况下通过电动汽车112自动和自发地执行。这可以用于装配有伺服转向、雷达传感器(例如，超声传感器)以及用于安全地操纵和调整电动汽车的智力的电动汽车112。在又一些实施方式中，电动汽车112和/或基础无线充电系统102a可以具有用于机械地分别相对于彼此放置和移动耦合器116和104a以更加精确地定向或对齐它们并且在它们之间开发充分和/或更有效的耦合的功能。

基础无线充电系统102a可以定位在各种位置。作为非限制性示例，一些适当的位置包括电动汽车112拥有者家里的停车区域、在传统基于石油的加油站之后建立的为电动汽车无线充电预留的停车区域以及其他位置(诸如购物中心和工作场所)的停车场。

无线地为电动汽车充电可以提供多种优势。例如，可以自动地、实际上不需要驾驶员干预或操作地执行充电，从而提高用户的便利性。这还可以没有露出的电接触件且没有机械磨损，从而提高无线功率传送系统100的可靠性。由于不需要利用电缆和连接件的操作并且没有线缆、插头或插座露出给室外环境的湿气，所以提高了安全性。此外，还没有可见或可接触的插座、线缆或插头，从而降低了功率充电设备的潜在破坏。此外，由于电动汽车112可以用作分布式存储设备来稳定电力网，所以传统的对接网解决方案可以帮助增加车辆对于车辆-电网(v2g)操作的可用性。

参照图1所描述的无线功率传送系统100还可以提供美学和非障碍优势。例如，可以不具有对车辆和/或行人存在阻碍的充电柱和线缆。

作为车辆-电网能力的进一步解释，无线功率发射和接收能力可以被配置为相互起作用(reciprocal)，使得基础无线充电系统102a可以向电动汽车112发射功率，或者电动汽车112可以向基础无线充电系统102a发射功率。这种能力可通过在由可再生能量生产(例如，风或太阳能)中的过需求和不足引起能量短缺时允许电动汽车112向总分布系统贡献功率来帮助稳定功率分布网。

图2是根据一些实施方式的类似于先前结合图1所讨论的无线功率传送系统200的核心部件的示意图。无线功率传送系统200可以包括基础谐振电路206，其包括具有电感l1的基础耦合器204。无线功率传送系统200还包括电动汽车谐振电路222，其包括具有电感l2的电动汽车耦合器216。本文描述的实施方式可以使用形成谐振结构的容量加载电感器环路(即，多匝线圈)，如果发射器和接收器均被调谐为公共谐振频率，则该谐振结构能够有效地经由磁或电磁近场从主结构(发生器)到次结构(接收器)耦合能量。线圈可用于电动汽车耦合器216和基础耦合器204。使用用于耦合能量的谐振结构可以被称为“机械耦合谐振”、“电磁耦合谐振”和/或“谐振电感”。将基于从基础耦合器204到电动汽车112(未示出)的功率传送来描述无线功率传送系统200的操作，但不限于此。例如，如上所述，还可以在相反方向上传送能量。

参照图2，电源208(例如，ac或dc)提供功率psdc给基础功率转换器236(其是基础无线功率传送系统202的一部分)，以将能量传送给电动汽车(例如，图1的电动汽车112)。基础功率转换器236可以包括：诸如ac-dc转换器的电路，其被配置为将来自标准电网ac或dc功率的功率转换为适当的电压电平；以及dc-低频(lf)转换器(例如，反相器)，其被配置为将dc功率转换为适合于无线高功率传送的操作频率的功率。基础功率转换器236将功率p1提供给基础谐振电路206(其包括与基础耦合器204串联的调谐电容器c1)以在操作频率下发射电磁场。串联调谐的谐振电路206应该仅被构造为示例性实施方式。在另一实施方式中，电容器c1可以与基础耦合器204并联耦合。在又一些实施方式中，以并联或串联拓扑的任何组合，调谐可以由多个电抗元件形成。电容器c1可以设置为与基础耦合器204形成谐振电路，其基本在操作频率下谐振。基础耦合器204接收功率p1并且无线地在足以为电动汽车充电或供电的电平下传输功率。例如，由基础耦合器204无线提供的功率的电平可以为千瓦(kw)的级别(例如，从1kw到110kw，尽管实际电平可以更高或更低)。

基础谐振电路206(包括基础耦合器204和调谐电容器c1)和电动汽车谐振电路222(包括电动汽车耦合器216和调谐电容器c2)可以被调谐为基本为相同频率。如下面进一步解释的，电动汽车耦合器216可以定位在基础耦合器的近场内，反之亦然。在这种情况下，基础耦合器204和电动汽车耦合器216可以变得相互耦合，使得功率可以无线地从基础耦合器204传送到电动汽车耦合器216。串联电容器c2可以被设置为与电动汽车耦合器216形成谐振电路，其基本在操作频率下谐振。串联调谐的电路222应该仅被构造为示例性实施方式。在另一实施方式中，电容器c2可以与电动汽车耦合器216并联耦合。在又一些实施方式中，以并联或串联拓扑的任何组合，电动汽车谐振电路222可以由多种电抗元件形成。元件k(d)表示在线圈分离d处得到的相互耦合系数。等效电阻req,1和req,2分别表示基础和电动汽车耦合器204和216以及调谐(反电抗)电容器c1和c2固有的损失。包括电动汽车耦合器216和电容器c2的电动汽车谐振电路222接收功率p2并将其提供给电动汽车充电系统214的电动汽车功率转换器238。

除此之外，电动汽车功率转换器238可以包括lf-dc转换器，其被配置为将操作频率处的功率转换回处于负载218(其可以表示电动汽车电池单元)的电压电平的dc功率。电动汽车功率转换器238可以向负载218提供转换功率pldc。电源208、基础功率转换器236和基础耦合器204可以是静止的，并且如上所述定位在各种位置。电动汽车负载218(例如，电动汽车电池单元)、电动汽车功率转换器238和电动汽车耦合器216可以包括在电动汽车充电系统214中，该电动汽车充电系统214是电动汽车(例如，电动汽车112)的一部分或者是其电池组(未示出)的一部分。电动汽车充电系统214还可以被配置为通过电动汽车耦合器216向基础无线功率充电系统202无线地提供功率，以将功率反馈回电网。基于操作模式，电动汽车耦合器216和基础耦合器204中的每一个都可用作发射或接收耦合器。

虽然未示出，但无线功率传送系统200可以包括负载断开单元(ldu)(未知)，以安全地将电动汽车负载218或电源208与无线功率传送系统200断开。例如，在紧急情况或系统故障时，ldu可以被触发以将负载与无线功率传送系统200断开。ldu可以除用于管理对电池的充电的电池管理系统之外进行设置，或者其可以是电池管理系统的一部分。

如上所述，在操作中，在朝向电动汽车(例如，图1的电动汽车112)传送能量期间，从电源208提供输入功率，使得基础耦合器204生成用于提供电能传送的电磁场。电动汽车耦合器216耦合至电磁场，并且生成输出功率来进行存储或者被电动汽车112消耗。如上所述，在一些实施方式中，基础谐振电路206和电动汽车谐振电路222根据相互谐振关系来配置和调谐，使得它们近似或基本在操作频率下谐振。如下面进一步解释的，当电动汽车耦合器216位于基础耦合器204的近场耦合模式区域中时，基础无线功率充电系统202和电动汽车充电系统214之间的传输损失最小。

如上所述，有效能量传送通过经由磁性近场而非经由远场中的电磁波传送能量发生，这由于辐射到空间中而会导致大量损失。当在近场中时，可以在发射耦合器和接收耦合器之间建立耦合模式。本文将可发生这种近场耦合的耦合器周围的空间称为近场耦合模式区域。

虽然未示出，但如果是双向的话，则基础功率转换器236和电动汽车功率转换器238可以针对发射模式包括振荡器、驱动器(诸如功率放大器)、滤波器和匹配电路，并且对于接收模式包括整流器电路。振荡器可以被配置为生成期望的操作频率，其可以响应于调整信号而调整。振荡器信号可以通过功率放大器响应控制信号的放大量而放大。可以包括滤波器和匹配电路以过滤掉谐波和期望不需要的频率，并且将由谐振电路206和222表现的阻抗分别与基础和电动汽车功率转换器236和238相匹配。对于接收模式，基础和电动汽车功率转换器236和238还可以包括整流器和切换电路。

通过所公开的实施方式描述的电动汽车耦合器216和基础耦合器204可以被称为或配置为“导体环路”，更具体地，称为或配置为“多匝导体环路”或线圈。基础和电动汽车耦合器204和216还可以在本文被称为或配置为“磁性”耦合器。术语“耦合器”用于表示可无线地输出或接收能量、用于耦合至另一“耦合器”的部件。

谐振频率可以基于如上所述包括耦合器(例如，基础耦合器204和电容器c2)的谐振电路(例如，谐振电路206)的电感和电容。如图2所示，电感一般可以为耦合器的电感，而电容可以被添加至耦合器以在期望的谐振频率处创建谐振结构。因此，对于使用较大直径线圈的显示出较大电感的较大尺寸的耦合器来说，需要产生谐振的电容的值可以较小。电感还可以取决于线圈的匝数。此外，随着耦合器尺寸的增加，耦合效率可以增加。如果基础和电动汽车耦合器的尺寸均增加时，这主要是真的。此外，包括耦合器和调谐电容器的谐振电路可以被设计为具有高品质(q)因子，以提高能量传送效率。例如，q因子可以为300以上。

如上所述，根据一些实施方式，公开了相互处于近场的两个耦合器之间的耦合功率。如上所述，近场可以对应于耦合器周围的区域，其中主要存在反应电磁场。如果耦合器的物理尺寸远小于波长(与频率成反比)，则由于波传播或辐射远离耦合器而没有显著的功率损失。近场耦合模式区域可以对应于耦合器的物理体积附近的体积，通常在波长的小部分内。根据一些实施方式，磁性耦合器(诸如单匝或多匝导体环路)优选被用于发射和接收，因为处理磁场实际上比电场更加容易，这是因为与外部对象(例如，介电对象或人体)存在较少的交互。然而，还可以使用“电”耦合器(例如，双极和单极)或磁性和电耦合器的组合。

图3是示出无线功率传送系统300的部件的功能框图，其可以用于图1的无线功率传送系统100和/或图2的无线功率传送系统200可以是其一部分。无线功率传送系统300示出了通信链接376、引导链接366(例如使用磁场信号来用于确定位置或方向)以及对齐机构356，对齐机构356能够机械地移动基础耦合器304和电动汽车耦合器316中的一个或两个。可以分别通过基础对齐系统352和电动汽车充电对齐系统354来控制基础耦合器304和电动汽车耦合器316的机械(运动学)对齐。引导链接366能够实现双向信令，这意味着引导信号可以通过基础引导系统或者电动汽车引导系统或二者来发射。如上参照图1所述，当能量朝向电动汽车112流动时，在图3中，基础充电系统功率接口348可以被配置为将功率从电源(诸如ac或dc电源(未示出))提供给基础功率转换器和反相器336。参照图2，基础功率转换器和反相器336可以经由基础充电系统功率接口348接收ac或dc功率，以在接近基础谐振电路206的谐振频率的频率处或者在该谐振频率处驱动基础耦合器304。参照图2，当处于近场耦合模式区域中时，电动汽车耦合器316可以接收来自电磁场的能量，以在电动汽车谐振电路222的谐振频率处或该谐振频率附近振荡。电动汽车功率转换器338将来自电动汽车耦合器316的振荡信号转换为适合于经由电动汽车功率接口对电池进行充电的功率信号。

基础无线充电系统302包括基础控制单元342，并且电动汽车充电系统314包括电动汽车控制单元344。基础控制单元342可以向其他系统(未示出)提供基础充电系统通信接口，其他系统诸如为计算机、基础公共通信(bcc)、功率分布中心的通信实体或者智能电力网的通信实体。电动汽车控制单元344可以向其他系统(未示出)提供电动汽车通信接口，其他系统诸如为车辆上的板上计算机、电池管理系统、车辆内的其他系统和远程系统。

基础通信系统372和电动汽车通信系统374可以包括子系统或模块，它们用于具有独立通信通道的特定应用并且还用于与图3中未示出的其他通信实体无线通信。这些通信通道可以是独立的物理通道或者独立的逻辑通道。作为非限制性示例，基础对齐系统352可以通过通信链接376与电动汽车对齐系统354通信，以提供反馈机构，用于通过电动汽车对齐系统352或基础对齐系统302或二者，或者利用本文所述的驾驶员辅助来更加紧密地对齐基础耦合器304和电动汽车耦合器316，例如经由自动机械(动力学)对齐。类似地，基础引导系统362可以通过通信链接376与电动汽车引导系统364通信，并且还使用引导链接366用于确定将驾驶员引导至充电点所需的位置或方向并且对齐基础耦合器304和电动汽车耦合器316。在一些实施方式中，通信链接376可以包括多个独立的、由基础通信系统372和电动汽车通信系统374支持的通用通信通道，用于在基础无线充电系统302和电动汽车充电系统314之间传输其他信息。该信息可以包括关于电动汽车特性、电池特性、充电状态以及基础无线充电系统302和电动汽车充电系统314两者的功率能力的信息、以及用于电动汽车的维护和诊断数据。这些通信通道可以是独立的逻辑通道或独立的物理通信通道，诸如wlan、蓝牙、zigbee、蜂窝等。

在一些实施方式中，电动汽车控制单元344还可以包括电池管理系统(bms)(未示出)，其管理电动汽车主和/或辅助电池的充电和放电。如本文所讨论的，基础引导系统362和电动汽车引导系统364包括例如基于微波、超声雷达或磁导航原理确定位置或方向所需的功能和传感器。此外，电动汽车控制单元344可以被配置为与电动汽车板上系统通信。例如，电动汽车控制单元344可以经由电动汽车通信接口提供位置数据，例如用于被配置为执行半自动停车操作的制动系统或者用于被配置为辅助大程度自动停车(“线控停车”)的转向伺服系统(其可以提供更加方便和/或更高的停车精度，这可在提供基础和电动汽车耦合器304和316之间的充分对齐的特定应用中需要)。此外，电动汽车控制单元344可以被配置为与视觉输出设备(例如，仪表板显示器)、声音/音频输出设备(例如，蜂鸣器、扬声器)、机械输入设备(例如，键盘、触摸屏和诸如操纵杆、跟踪器等的指向设备)和音频输入设备(例如，具有电子声音识别的麦克风)通信。

无线功率传送系统300可以包括其他辅助系统，诸如检测和传感器系统(未示出)。例如，无线功率传送系统300可以包括被系统用于确定由引导系统(362、364)要求的位置以适当地将驾驶员或车辆引导至充电点的传感器、使耦合器和所要求的分离/耦合相互对齐的传感器、检测会妨碍电动汽车耦合器316移动到特定高度和/或位置以实现耦合的对象的传感器以及被系统用于执行系统的可靠、无损伤且安全的操作的安全传感器。例如，安全传感器可以包括用于检测安全半径外接近基础和电动汽车耦合器304、316的动物或孩子的存在、检测位于基础或电动汽车耦合器(304、316)周围或附近的会被加热(电感加热)的金属对象以及用于检测基础或电动汽车耦合器(304、316)附近的有害事件(诸如炽热对象)的传感器。

例如，通过在电动汽车充电系统314处提供有线充电端口(未示出)，无线功率传送系统300还可以经由有线连接支持插入式充电。电动汽车充电系统314可以在向/从电动汽车传送功率之前集成两个不同充电器的输出。切换电路可以根据需要提供同时支持无线充电和经由有线充电端口的充电的功能。

为了基础无线充电系统302和电动汽车充电系统314之间的通信，无线功率传送系统300可以经由基础和电动汽车耦合器304、316使用带内信令，和/或经由通信系统(372、374)，例如，经由rf数据调制解调器(例如，公共频带中无线电上的以太网)使用带外信令。带外通信可以为车辆用户/拥有者分配增值服务的充足带宽。无线功率载波的低深度幅度或相位调制可以用作具有最小干扰的带内信令系统。

一些通信(例如，带内信令)可以经由无线功率链接来执行而不使用具体的通信天线。例如，基础和电动汽车耦合器304和316还可以被配置为用作无线通信天线。因此，基础无线充电系统302的一些实施方式可以包括控制单元(未示出)，用于在无线功率路径上实现键控型协议。通过利用预定协议以预定间隔键控发射功率电平(幅移键控)，接收器可以检测来自发射器的串行通信。基础功率转换器336可以包括负载感测电路(未示出)，用于检测基础耦合器304的近场耦合模式区域中的活跃电动汽车功率接收器的存在或不存在。通过示例，负载感测电路监控流向基础功率转换器336的功率放大器的电流，这被基础耦合器304的近场耦合模式区域中的活跃功率接收器的存在或不存在所影响。可以通过基础控制单元342来监控功率放大器上负载改变的检测，用于确定基础无线充电系统302是否能够发射能量、与接收器通信或者它们的组合。

图4是示出根据一些实施方式的用于无线功率传送系统400的lcl并联-调谐谐振器拓扑的功能框图。系统400可以包括输入滤波器或功率因子转换器(pfc)402和反相器404，它们可以统一地接收主电压vmains并将滤波和转换的电压输出至谐振电路，谐振电路包括与电感器408串联的电容器406，其本身与第一耦合器410串联。在一些实施方式中，第一耦合器410可以是电感器。在一些其他实施方式中，电感器408和第一耦合器410可以融合到单个部件(例如，第一耦合器410)中。反相器404可以被配置为利用转换后的电压驱动上述谐振电路，以产生在谐振电路中循环的交流电，产生双耦合变压器可以无线地得到功率的电磁场。反相器404还已知或称为“驱动电路”。反相器404和/或pfc402可以通过来自控制单元432的一个或多个信号来指示或控制，这将结合图5至图16更加详细地进行描述。

双耦合变压器可以包括第二耦合器412，其在一些实施方式中可以为电感器，与电容器414并联且与电容器416和第三耦合器418(在一些实施方式中也可以为电感器)串联。在一些实施方式中，系统400的双耦合变压器部分可以认为是发射器的延伸或发射器的一部分。双耦合变压器具有两个(双)电磁耦合，一个在第一耦合器410和第二耦合器412之间，另一个在第三耦合器418和无线功率接收器的第四耦合器420之间。双耦合器可以经由第二耦合器412从第一耦合器410接收无线功率，并且经由第三耦合器418向第四耦合器420提供无线功率。

接收器可以包括与电容器422串联的第四耦合器420。电容器422可以连接至整流器426，整流器426可以与电容器424并联。第四耦合器420可以具有与第三耦合器418的相互耦合“m”，并且可以被配置为接收来自双耦合变压器的第三耦合器418的无线功率。整流器426可以被配置为将感应的交流电压整流为dc电压，并且将dc电压输出至与电容器420并联的电感器428。电感器428和电容器420可以用作平滑滤波器来消除整流的dc电压vdc。如每一个ipt系统，不总是可以在期望的频率(例如，85khz)处保持完美的谐振，因为电容器406、414、416、422、424和430的电容通常是固定的并且第一至第四耦合器410、412、418和420的电感可以基于它们相互的物理对齐而改变(例如，差不多10％)。由于这个原因，使用仅对称切换或驱动方案可能不会总是实现反相器404中的软切换。例如，在耦合器410、412、418和420的电感在它们的标称值之上或之下的情况下，反相器404将呈现电感或电容负载。如果反相器404呈现电容负载或者处于低导通角(太低的电感负载)，则反相器404将被迫使在“硬切换”条件下操作，这会引起反相器404中的开关的加热以及可能的故障。图5示出了这种“硬切换”期间反相器404的输出处的电流和电压波形之间的关系。

图5是示出根据一些实施方式的用于在具有硬切换的对称驱动方案下操作的无线功率传送系统的输出电压和电流波形的示图500。对于曲线图500，左边的垂直轴对应于电压电平，右边的垂直轴对应于电流电平，并且水平轴对应于时间的推移。曲线图500示出了用于反相器(例如，图4的反相器404)的电压波形502和电流波形504。通过在呈现给反相器的负载(例如，输出阻抗)上施加的电压波形502来产生电流波形504。在输出阻抗是电容(例如，由于负载内的所有电容元件所产生的电抗超过由于负载内的所有电感元件所产生的电抗)的情况下，如这里所示，电流波形502将导致电压波形504(例如，在电压波形502上升到零电压之上之前，电流波形504将上升到零电流之上)。“硬切换”的条件发生在电流波形504在电压波形502的上升边缘506处具有非零正值时。由于功率是电压乘以电流，所以在上升边缘506处，非零正电流乘以非零正电压引起开关中成比例的功率消耗。因此，在驱动电压波形502的正部分的上升边缘处，正电流在无线功率耦合器中循环时发生硬切换。这种功率作为开关中的热量被消耗，如果热量太多会损害或损伤反相器中的开关。在曲线图500中，电压波形502是对称波形，其中，导通角θp(例如，波形的正部分的占空比)与公共导通角θn(例如，波形的负部分的占空比)相同。

图6是示出根据一些实施方式的用于在具有软切换的不对称驱动方案下操作的无线功率传送系统的输出电压和电流波形的曲线图600。对于曲线图600，左边的垂直轴对应于电压电平，右边的垂直轴对应于电流电平，并且水平轴对应于时间的推移。曲线图600示出了用于反相器(例如，图4的反相器404)的电压波形602和电流波形604。为了图6中说明的目的，仅示出了电压波形602和电流波形604相对于0伏特和0安培位置的相对值。在电压波形602的上升边缘606处，当电流波形604基本处于或者低于零时发生“软切换”的条件。如前所述，由于任何时间点处的瞬时功率消耗是任何时刻的电流乘以电压，所以如果电流波形604在电压波形602的上升边缘606处具有基本为零或低于零的值，则切换期间的功率消耗将基本为零。在曲线图600中，电压波形602是不对称波形，其中，导通角θp(例如，波形的正部分的占空比)不同于公共导通角θn(例如，波形的负部分的占空比)。

下面的表格1示出了ipt系统的效率(η)，同时对于ipt发射器相对于ipt接收器的多个x偏移、y偏移和z偏移中的每一个以及对于无线ipt接收器的多个输出电压的每一个，利用第一模式(即，模式1，类似于图5所示的对称驱动模式)或第二模式(即，模式2，类似于图6所示的不对称驱动模式)。表格1还示出了在每个不同的偏移和输出电压条件下，模式1(对称驱动方案)或模式2(不对称驱动方案)是在软切换(“s”)还是硬切换(“h”)条件下操作。

表格1

如表格1所示，模式1(对称驱动方案)对于发生软切换的所有x、y和z偏移产生较高的ipt系统效率，并且模式2(不对称驱动方案)在对称驱动方案将在硬切换条件下操作的条件下产生较高的ipt系统效率。实际上，在用于模式1切换的最低效率处(例如，0mm的x和y偏移、103mm的z偏移以及400v反相器输出电压)，在软切换下操作的不对称驱动方案差不多比根据在硬切换条件下的对称驱动方案的操作更有效，例如2.7％。因此，根据混合控制方案的操作(其中，对称切换用于在零功率输出和额定功率的一些预定百分比(例如，20％)之间斜升和斜降，然后切换到不对称驱动方案以实现额定功率的预定百分比之上的软切换)将不仅提高ipt系统操作效率，而且还保护ipt系统的切换部件由于硬切换而损伤和/或破坏。

图7是根据一些实施方式的用于驱动无线功率传送系统的全桥反相器700的示意图。在一些实施方式中，反相器700还可以称为“驱动电路”，并且可以包括图2的功率转换器236、图3的功率转换器和反相器336和/或图4的反相器404。如图所示，全桥反相器700包括正电压轨702、负电压轨704以及在第一节点710处与第二开关708串联的第一开关706。第一开关706和第二开关708连接在正电压轨702和负电压轨704之间。第一开关706和第二开关708形成反相器700的第一腿部。反相器700附加地包括第二腿部，第二腿部包括在第二节点716处与第四开关714串联的第三开关712。第三开关712和第四开关714连接在正电压轨702和负电压轨704之间。反相器700的输出718可以包括第一节点710处的第一端子和第二节点716处的第二端子。随着第一开关706和第二开关708分别周期性地切换正电压轨702和负电压轨706之间的第一节点710的开关连接，第三开关712和第四开关714分别周期性地切换正电压轨702和负电压轨704之间的第二节点716的开关连接。任何给定时间处的第一节点710处的电压和第二节点716处的电压之间的差值是反相器700的输出电压。

图8a示出了根据一些实施方式的在不对称驱动方案的控制下与图7的反相器700相关联的输出电压802和电流804波形的曲线图800a。垂直轴表示电压和电流电平，而水平轴表示时间的推移。正净导通角θp与负净导通角θn相同，并且正部分和负部分共同的导通角相对较小。换句话说，通过所示的电压802和电流804波形，例如在非常低或零值处的无线功率传送的斜升或斜降期间，反相器700将相对于其额定输出能力去掉非常低电平的功率。如图所示，电流波形804引导电压波形802，使得电流将在电压波形802的上升边缘806处基本为正。尽管这种引导电流波形804指示反相器700内的“硬切换”，但开关706、708、712和714中消耗的功率量因为切换时的电流较小是非常低的，这在一些情况下发生在非常小的净导通角θp和θn处。因此，可以使用这种对称切换模式，直到无线功率传送或输出达到额定功率输出的一些预定百分比(例如，20％)或者直到导通角θp和θn中的一个或两个达到特定等级，例如满足特定标准。在有效软切换不可以和/或不对称切换不太充分的条件下，这允许无线功率传送或输出的软斜升和软斜降。

图8b示出了根据一些实施方式的在不对称驱动方案的控制下与图7的反相器700相关联的输出电压802和电流804波形的曲线图800b。垂直轴表示电压和电流电平，而水平轴表示时间的推移。类似于先前结合图6所描述的，曲线图800示出了当反相器700刚刚切换到不对称驱动方案时的电压波形802和相关联的部分电流波形804。与图8a相比，正净导通角θp和负净导通角θn增加，使得无线功率传送或输出增加到先前描述的预定百分比之外。此外，由于还没有进行了除θp和θn之外的调整，所以净导通角θp和θn仍然基本彼此相同。在电压波形802的正部分的上升边缘处，电流波形804通过切换角αp引导电压波形802。电压波形802的负部分的下降边缘处的切换角αn没有示出，但可以与αp基本相同。进一步，术语切换角可以表示电流波形的零交叉和电压波形的零交叉之间的相位角。

由于当电流在切换时较高并且在一些情况下发生在较高导通角θp和θn处的硬切换在反相器700的开关中引起不期望和潜在损伤的功率消耗，所以控制机构可以测量切换角αp并且开始通过偏移角β将电压波形802的正部分偏移到左边(同样地，在电压波形802的正部分的上升和下降边缘的定时之前)，以及通过偏移角β在相反方向上偏移电压波形802的负部分的下降和上升边缘(在下降边缘的定时之前且延迟下降边缘的定时)，以对齐电压波形802的正部分的上升边缘806和负部分的下降边缘的每一个处的零交叉点，这将在结合图8c更加详细地示出。这将导致不对称驱动方案，其中，正净导通角θp将不再等于负净导通角θn。然而，由于用于电压波形802和电流波形804的零交叉在电压波形802的正部分的上升边缘806和/或负部分的下降边缘处一致，所以反相器700内的开关将在软切换条件而非硬切换条件下操作，并且将不发生较大导通角处与硬切换相关联的不想要的功率消耗。

图8c示出了根据一些实施方式的在不对称驱动方案的控制下与图7的反相器700相关联的输出电压和电流波形的曲线图800c。垂直轴表示电压和电流电平，而水平轴表示时间的推移。示图800c可以是图8b的曲线图800b的继续。曲线图800c示出了电压波形802和电流波形804。通过偏移角β来偏移电压波形802的正部分，以使电压波形802的正部分的上升边缘与电流波形804的零交叉对齐。由于电压波形802的正部分的上升边缘和下降边缘都通过偏移角β偏移到左侧，所以正净导通角θp不由图8b所示变化。在一些其他实施方式中，电压波形804的正部分的上升边缘和下降边缘可以通过不同量而偏移到左侧，使得导通角θp减小。在这种实施方式中，如果导通角θp减小得与导通角θn增加的一样多(参见以下所述)，则功率传送将保持恒定。然而，电压波形802的负部分的下降边缘还可以通过偏移角β/2而偏移到左侧，而电压波形802的负部分的上升边缘可以通过偏移角β/2而偏移到右侧。这可以允许电压波形802的平均占空比(以及如此传送的无线功率量)，同时对齐电压波形802的负部分的下降边缘与电流波形804的零交叉(参见图8d)。因此，负导通角θn可以增加β。在该点处，电压波形802在不对称驱动方案的控制下。

图8d示出了根据一些实施方式的在不对称驱动方案的控制下与图7的反相器700相关联的输出电压802和电流804波形的曲线图800d。垂直轴表示电压和电流电平，而水平轴表示时间的推移。如先前结合图8c所描述的，图800d示出了在施加偏移角β之后的电压波形802和电流波形804。正净导通角仍然具有与图8b和图8c相同的长度θp，而负净导通角具有新长度θn+β。如图所示，电压波形802和电流波形804现在被对齐，使得电压波形802的正部分的上升边缘和负部分的下降边缘与电流波形804的同时期零交叉一致。为了图8a至图8e的讨论的目的，应该理解，电压波形802为正或负的总时间是对应公共导通角θ和偏移角β对该导通角的影响的组合。这是因为在一些实施方式中，公共导通角θp和θn可以独立地根据偏移角β来控制。因此，公共导通角θp和θn的控制单元可以与偏移角β的控制单元合作来在电压波形802的每个正和负部分中实现适当的总导通持续时间(例如，净导通角)。

图8e示出了根据一些实施方式的在不对称驱动方案的控制下与图7的反相器700相关联的输出电压802和电流804波形的曲线图800e。垂直轴表示电压和电流电平，而水平轴表示时间的推移。一旦已经实现软切换，如先前结合图8d所描述的，在一些实施方式中，不对称驱动方案可以增加正公共导通角θp和负公共导通角θn，直到实现新的正公共导通角θp和负公共导通角θn为止，同时将偏移角β减小到基本为零。在一些实施方式中，这基本上可对电压波形802的负部分的总持续时间不产生影响，因为负公共导通角θn可以增加与偏移角β减小相同的量。然而，电压波形802的正部分的持续时间可以增加，直到电压波形802的正部分和负部分的持续时间再次基本相同为止，使操作返回到对称驱动控制模式。因此，如图8a至图8e所述，控制方案可以是对称的，同时斜升到全攻略的预定百分比，切换到不对称控制方案以实现额定功率处的软切换，然后调整公共导通角θp和θn以及偏移角β以重新实现基本对称的控制方案。

为了更加清楚地理解图8a至图8e的控制方案的细节，现在参照图9a和图9b。在一些实施方式中，尽管当比较图9a和图9b时正部分和负部分的导通角不同，但由于总导通时间(例如，正导通角和负导通角的总和)基本相同而可以传送相同量的功率。因此，图9a和图9b之间的直接比较是可以的。

图9a示出了根据一些实施方式的在导致硬切换的对称驱动方案下用于图7的反相器700的输出电压902和电流904波形以及用于图7的反相器700中的每个开关t1、t2、t3、t4的相关联驱动信号906、908、910、912的曲线图900a。在一些实施方式中，无线功率传送系统可以无线地传送3.4kw的功率，同时经历3.5a硬切换。在一些实施方式中，曲线图900a可以对应于先前讨论的图8b。参照图7，开关t1和t2形成反相器700的第一腿部，而开关t3和t4形成反相器700的第二腿部。因此，在任何时刻，开关t1和t2中只有一个有效导通，而在任何蚀刻，开关t3和t4中只有一个有效导通。为此，电压波形906和908将相反激活，同时电压波形910和912将相反激活。因此，电压波形902的正部分被定义为反相器700的第一腿部从正电压轨702导通而反相器700的第二腿部从负电压轨704导通的时间段。类似地，电压波形902的负部分被定义为反相器700的第一腿部从负电压轨704导通而反相器700的第二腿部从正电压轨702导通的时间段。如图9a所示，分别用于开关t1和t2的驱动信号906和908中的每一个导通50％的时间。类似地，分别用于开关t3和t4的驱动信号910和912中的每一个导通50％的时间。这导致对称的驱动方案，因为电压波形902的正部分具有与电压波形902的负部分基本相同的持续时间。如图所示，总导通角或净导通角基于用于开关t1和t3得到驱动信号906和910的正部分的上升边缘之间的时间。

图9b示出了根据一些实施方式的在导致软切换的单腿对称驱动方案下用于图7的反相器700的输出电压902和电流904波形以及用于图7的反相器700中的每个开关的相关联驱动信号的曲线图900b。在一些实施方式中，无线功率传送系统可以无线地传送3.4kw的功率，同时经历软切换。在一些实施方式中，曲线图900b可以对应于先前讨论的图8c和图8d。如图所示，驱动信号906和908是相互颠倒的，并且反相器700的开关t1和t2均导通50％的时间。然而，相互颠倒的驱动信号910和912从图9a所示进行调整，使得开关t3导通50+β％的时间，而开关t4导通50-β％的时间。这具有电压波形902的负部分将通过偏移角β增加持续时间的净效应。因此，电压波形902的正部分的上升边缘的定时取决于开关t1的驱动信号902的上升边缘(和/或开关t2的驱动信号904的上升边缘)的定时，而电压波形902的下降边缘的定时取决于开关t3的驱动信号910的上升边缘(和/或开关t4的驱动信号912的下降边缘)的定时。类似地，电压波形902的负部分的下降边缘的定时取决于开关t1的驱动信号902的下降边缘(和/或开关t2的驱动信号904的上升边缘)的定时，而电压波形902的负部分的上升边缘取决于开关t3的驱动信号910的下降边缘(和/或开关t4的驱动信号912的上升边缘)的定时。因此，提前电压波形902的负部分的下降边缘的定时要求提前开关t1的驱动信号906的下降边缘的定时(和驱动信号908的上升边缘的定时)。类似地，延迟电压波形902的负部分的上升边缘的定时要求延迟用于开关t3的驱动信号910的下降边缘的定时(和用于开关t4的驱动信号912的上升边缘的定时)。调整导通角θ包括相对于用于开关t1的信号906的上升边缘调整用于开关t3的驱动信号910的上升边缘的定时(和用于开关t4的驱动信号912的下降边缘的定时)。

图10示出了根据一些实施方式的用于调整与图7的反相器700相关联的多个参数的控制系统1000的功能框图。在一些实施方式中，控制系统1000可以涉及比例积分控制(pi控制)，尽管还可以使用任何其他适当类型的控制。控制系统1000可以被配置为分别基于功率请求prequest和切换角度请求α来调整公共导通角θ和偏移角β。如图所示，在第一控制环路中，加法器1002可以在正输入处接收功率请求prequest并且在负输入处接收表明实际功率输出pout的反馈信号。加法器1002的输出可以是其正和负输入之间的差，并且可以被输出至控制单元1004，控制单元可以利用该输入并且向ipt系统1006输出表示公共导通角θ的信号。ipt系统1006可以利用通过偏移角β调整的公共导通角θ来操作，并且提供输出功率pout。如前所描述的，表示pout的信号被反馈回加法器1002。

在第二控制环路中，切换角度请求α≥0°被输入至加法器1012的正输入，并且指示实际正切换角度αp和实际负切换角度αn的和的反馈信号被反馈给加法器1012的负输入。在这种实施方式中，利用切换角度请求α≥0°，因为精确为0的值将包括零电流切换，而大于或等于0的角度将包括零电流切换以及零电压切换。加法器1012的输出被输入至控制单元1014。控制单元1014被配置为基于该输入向ipt系统1006输出偏移角β。ipt系统1006可以被配置为测量电流零点交叉与驱动电压波形的正部分的后续上升边缘之间的角度αp以及电流零点交叉与驱动电压波形的负部分的后续下降边缘之间的角度αn。αp和αn的和可以被反馈给加法器1012的负输入。在一些实施方式中，如果αp和αn中的一个为正而另一个为负，则为正的一个应该被认为是零值，直到为负的一个成为0或更大。这可以在由于剩余负导通角而使αp和αn中的一个仍然为负并在一个腿部中保持硬切换的同时避免过早地中止偏移。以这种方式，如结合图8a至图9b所描述的，仅利用单个腿部控制(例如，仅针对图7的反相器700的开关t3和t4调整驱动模式)软切换可以通过独立地控制公共导通角θ和偏移角β来实现。该第二控制环路还可以已知为或者提供以下装置的至少一部分：用于提前电压波形的正部分的上升边缘和下降边缘中的每一个的装置、用于提前电压波形的负部分的下降边缘的装置和/或用于推后电压波形的负部分的上升边缘的装置。此外，这种控制方案的优势在于，通过平滑地改变偏移角β，一旦不需要偏移，系统可以自动地回到对称驱动方案(参见图5、图8a、图8b、图8e、图9a、图11a、图12a、图14a)。因此，通过这种新颖的控制策略，通过控制单元选择最佳模式(例如，对称或不对称)或者对称和不对称模式之间的转换，以实现额定输出功率的预定最小百分比(例如，20％)以上的软切换。

图11a示出了根据一些实施方式的在导致硬切换的另一对称驱动方案下用于图7的反相器700的输出电压1102和电流1104波形以及用于图7的反相器700中的每个开关t1、t2、t3、t4的相关联驱动信号1106、1108、1110、1112的曲线图1100b。在一些实施方式中，无线功率传送系统可以无线地传送2.1kw的功率，同时经历7a硬切换。在一些实施方式中，曲线图1100a可以对应于先前讨论的图8b。驱动信号1106和1108被相反激活，而驱动信号1110和1112被相反激活。如图11a所示，分别用于开关t1和t2的驱动信号1106和1108中的每一个传导50％的时间。类似地，分别用于开关t3和t4的驱动信号1110和1112中的每一个传导50％的时间。这导致了对称驱动方案，由于分别向开关t1、t2、t3、t4施加驱动信号1106、1108、1110、1112，所以使得电压波形1102的正部分具有与电压波形1102的负部分基本相同的持续时间。

图11b示出了根据一些实施方式的在导致软切换的单腿不对称驱动方案下用于图7的反相器700的输出电压1102和电流1104以及用于图7的反相器700中的每个开关t1、t2、t3、t4的相关联驱动信号1106、1108、1110、1112的曲线图1100b。在一些实施方式中，无线功率传送系统可以无线地传送2.1kw的功率，同时经历软切换。在一些实施方式中，曲线图1100b可以对应于先前讨论的图8c和图8d。如图所示，驱动信号1106和1108彼此相反，并且反相器700的开关t1和t2均导通50％的时间。然而，彼此相反的驱动信号1110和1112从图11a所示进行调整，使得开关t3导通50+β％的时间，而开关t4导通50-β％的时间。电压波形1102的正部分的上升边缘的定时取决于开关t1的驱动信号1102的上升边缘(和/或开关t2的驱动信号1104的下降边缘)的定时，而电压波形1102的正部分的下降边缘的定时取决于开关t3的驱动信号1110的上升边缘(和/或开关t4的驱动信号1112的下降边缘)的定时。类似地，电压波形1102的负部分的下降边缘的定时取决于开关t1的驱动信号1102的下降边缘(和/或开关t2的驱动信号1104的上升边缘)的定时，而电压波形1102的负部分的上升边缘的定时取决于开关t3的驱动信号1110的下降边缘(和/或开关t4的驱动信号1112的上升边缘)的定时。因此，根据图11b所示的控制方案有效地针对电压波形1102的正部分和负部分调整偏移角β。

图12a示出了根据一些实施方式的在导致硬切换的又一对称驱动方案下用于图7的反相器的输出电压1202和电流1204波形以及用于图7的反相器700的每个开关t1、t2、t3、t4的相关联驱动信号1206、1208、1210、1212。在一些实施方式中，无线功率传送系统可以无线地传送1.1kw的功率，同时经历10a硬切换。在一些实施方式中，曲线图1200a可以对应于先前讨论的图8b。驱动信号1206和1208相反激活，而驱动信号1210和1212相反激活。如图12a所示，分别用于开关t1和t2的驱动信号1206和1208中的每一个都导通50％的时间。类似地，分别用于开关t3和t4的驱动信号1210和1212中的每一个都导通50％的时间。这导致对称的驱动方案，因为分别向开关t1、t2、t3、t4施加驱动信号1206、1208、1210、1212，所以使得电压波形1202的正部分具有与电压波形1202的负部分基本相同的持续时间。

图12b示出了根据一些实施方式的在导致软切换的双腿不对称驱动方案下用于图7的反相器700的输出电压1202和电流1204以及用于图7的反相器700中的每个开关t1、t2、t3、t4的相关联驱动信号1206、1208、1210、1212的曲线图1200b。在一些实施方式中，无线功率传送系统可以无线地传送1.1kw的功率，同时经历软切换。在一些实施方式中，曲线图1200b可以对应于先前讨论的图8c和图8d。如图所示，驱动信号1206和1208彼此相反，并且被调整使得反相器700的开关t1导通50+γ％的时间而开关t2导通50-γ％的时间。彼此相反的驱动信号1210和1212也从图12a所示进行调整，使得开关t3导通50+β％的时间而开关t4导通50-β％的时间。电压波形1202的正部分的上升边缘的定时取决于开关t1的驱动信号1202的上升边缘(和/或开关t2的驱动信号1204的下降边缘)的定时，而电压波形1202的正部分的下降边缘的定时取决于开关t3的驱动信号1210的上升边缘(和/或开关t4的驱动信号1212的下降边缘)的定时。类似地，电压波形1202的负部分的下降边缘的定时取决于开关t1的驱动信号1202的下降边缘(和/或开关t2的驱动信号1204的上升边缘)的定时，而电压波形1202的负部分的上升边缘的定时取决于开关t3的驱动信号1210的下降边缘(和/或开关t4的驱动信号1212的上升边缘)的定时。因此，根据图12b所示的控制方案有效地针对电压波形1202的正部分调整第一偏移角β并且针对电压波形1202的负部分调整独立的第二偏移角γ，这将结合图13的讨论而更加明白。此外，与单腿不对称切换模式相比，这种双腿不对称切换提供了在保持软切换的同时将功率传送减小到更低值的潜力。

图13示出了根据一些实施方式的用于调整与图7的反相器700相关联的多个参数的另一控制系统1300的另一功能框图。控制系统1300可以被配置为分别基于功率请求prequest和切换角度请求α独立地调整公共导通角θ、偏移角β和偏移角γ。如图所示，在第一控制环路中，加法器1302可以在正输入处接收功率请求prequest以及在负输入处接收表示实际功率输出的反馈信号。加法器1302的输出可以是其正输入和负输入之间的差，并且可以被输出至控制单元1304，控制单元1304可以利用该输入并且向ipt系统1306输出表示公共导通角θ的信号。ipt系统1306可以利用公共导通角θ来操作，并且提供输出功率pout。如前所描述的，表示pout的信号被反馈回加法器1302。

在第二控制环路中，切换角度请求α≥0°被输入至加法器1312的正输入，并且指示实际正切换角度αp的反馈信号被反馈给加法器1312的负输入。加法器1312的输出被输入至控制单元1314。控制单元1314被配置为基于该输入向ipt系统1306输出偏移角β。ipt系统1306可以被配置为测量电流零点交叉与驱动电压波形的正部分的上升边缘之间的角度αp。αp可以被反馈给加法器1312的负输入。第二控制环路还可以已知为或者提供用于提前第二电压波形的正部分的上升边缘和下降边缘中的每一个的装置的至少一部分。

在第三控制环路中，切换角度请求α≥0°被输入至加法器1322的正输入，并且表示实际负切换角度αn的反馈信号被反馈给加法器1322的负输入。加法器1322的输出被输入至控制单元1324。控制单元1324被配置为基于该输入向ipt系统1306输出偏移角γ。ipt系统1306可以被配置为测量电流零点交叉与驱动电压波形的负部分的下降边缘之间的角度αn。αn可以被反馈给加法器1322的负输入。以这种方式，类似于先前结合图8a至图8e以及图11a至图12b所描述的，利用双腿控制(例如，调整用于图7的反相器700的开关t1至t4的每一个的驱动模式)软切换可以通过独立地控制公共导通角θ以及偏移角β和γ来实现。第三控制环路还已知为或者可以提供用于提前电压波形的负部分的下降边缘的装置和/或用于推迟电压波形的负部分的上升边缘的装置的至少一部分。

图14a示出了根据一些实施方式的在导致硬切换的又一对称驱动方案下用于图7的反相器的输出电压1402和电流1404波形以及用于图7的反相器700的每个开关t1、t2、t3、t4的相关联驱动信号1406、1408、1410、1412的曲线图1400a。在一些实施方式中，无线功率传送系统可以无线地传送0.5kw的功率，同时经历8a硬切换。在一些实施方式中，曲线图1400a可以对应于先前讨论的图8b。驱动信号1406和1408相反激活，而驱动信号1410和1412相反激活。如图14a所示，分别用于开关t1和t2的驱动信号1406和1408中的每一个都导通50％的时间。类似地，分别用于开关t3和t4的驱动信号1410和1412中的每一个都导通50％的时间。这导致对称的驱动方案，因为分别向开关t1、t2、t3、t4施加驱动信号1406、1408、1410、1412，所以使得电压波形1402的正部分具有与电压波形1402的负部分基本相同的持续时间。

图14b示出了根据一些实施方式的在导致减少硬切换的另一双腿不对称驱动方案下用于图7的反相器700的输出电压1402和电流1404以及用于图7的反相器700中的每个开关t1、t2、t3、t4的相关联驱动信号1406、1408、1410、1412的曲线图1400b。在一些实施方式中，无线功率传送系统可以无线地传送0.5kw的功率，同时经历1.5a硬切换，其显著低于在图14a所示对称驱动控制期间发生的8a硬切换。在一些实施方式中，曲线图1400b可以对应于先前讨论的图8c和图8d。如图所示，驱动信号1406和1408彼此相反，并且被调整使得反相器700的开关t1导通50+γ％的时间而开关t2导通50-γ％的时间。彼此相反的驱动信号1410和1412也从图14a所示进行调整，使得开关t3导通50+β％的时间而开关t4导通50-β％的时间。电压波形1402的正部分的上升边缘的定时取决于开关t1的驱动信号1402的上升边缘(和/或开关t2的驱动信号1404的下降边缘)的定时，而电压波形1402的正部分的下降边缘的定时取决于开关t3的驱动信号1410的上升边缘(和/或开关t4的驱动信号1412的下降边缘)的定时。类似地，电压波形1402的负部分的下降边缘的定时取决于开关t1的驱动信号1402的下降边缘(和/或开关t2的驱动信号1404的上升边缘)的定时，而电压波形1402的负部分的上升边缘的定时取决于开关t3的驱动信号1410的下降边缘(和/或开关t4的驱动信号1412的上升边缘)的定时。因此，根据图14b所示的控制方案有效地针对电压波形1402的正部分调整偏移角β并且针对电压波形1402的负部分调整独立的偏移角γ，以实现大体减少的电流硬切换或者甚至软切换，这将结合图13的讨论而更加易于理解。

图15示出了根据一些实施方式的用于调整与图7的反相器700相关联的多个参数的另一控制系统1500的另一功能框图。控制系统1500可以被配置为独立地调整公共导通角θ、偏移角β、偏移角γ和切换角度α。如图所示，在第一控制环路中，加法器1502可以在正输入处接收功率请求prequest以及在负输入处接收表示实际功率输出的反馈信号。加法器1502的输出可以是其正输入和负输入之间的差，并且可以被输出至控制单元1504，控制单元1504可以利用该输入并且向ipt系统1506输出表示公共导通角θ的信号。ipt系统1506可以基于请求的公共导通角θ来操作，并且提供输出功率pout。如前所描述的，表示pout的信号被反馈回加法器1502。

在第二控制环路中，切换角度请求α≥0°被输入至加法器1512的正输入，并且指示实际正切换角度αp的反馈信号被反馈给加法器1512的负输入。加法器1512的输出被输入至控制单元1514。控制单元1514被配置为基于该输入向ipt系统1506输出偏移角β。ipt系统1506可以被配置为测量电流零点交叉与驱动电压波形的正部分的上升边缘之间的角度αp。αp可以被反馈给加法器1512的负输入。第二控制环路还可以已知为或者提供用于提前第二电压波形的正部分的上升边缘和下降边缘中的每一个的装置的至少一部分。

在第三控制环路中，切换角度请求α≥0°被输入至加法器1522的正输入，并且指示实际负切换角度αn的反馈信号被反馈给加法器1522的负输入。加法器1522的输出被输入至控制单元1524。控制单元1524被配置为基于该输入向ipt系统1506输出偏移角γ。ipt系统1506可以被配置为测量电流零点交叉与驱动电压波形的负部分的下降边缘之间的角度αn。αn可以被反馈给加法器1522的负输入。第三控制环路还可以已知为或者提供用于提前电压波形的负部分的下降边缘的装置和/或用于推迟电压波形的负部分的上升边缘的装置的至少一部分。

在第四控制环路中，可以大于一些最小角度(例如，等效于额定功率的预定百分比)的请求导通角θrequest被输入至加法器1532的正输入，并且表示实际公共导通角θactual的反馈信号被反馈给加法器1532的负输入。加法器1532的输出被输入至控制单元1534。控制单元1534被配置为基于该输入向ipt系统1506输出请求切换角度αrequest。ipt系统1506可以被配置为测量电流零点交叉和驱动电压波形的负部分的下降边缘之间的实际公共导通角θactual。θactual可以被反馈给加法器1532的负输入。以这种方式，如先前结合图8a至图8e以及图14a和图14b所描述的，利用双腿控制(例如，调整用于图7的反相器700的开关t1至t4的每一个的驱动模式)软切换(或者至少大体减少电流硬切换)可以通过独立地控制公共导通角θ、偏移角β和γ以及切换角αrequest来实现。通过允许小量的硬切换，可以完全将功率传送斜降至零。因此，将不应用用于利用该控制方案的最小导通角。

图16是示出根据一些实施方式的用于在无线功率传送应用中实施用于软切换的混合对称和不对称控制的方法的流程图1600。本文参照控制单元(诸如图10、图13或图15的任何控制单元1004、1014、1304、1314、1324、1504、1514、1524、1534)和/或驱动电路(诸如图3的基础功率转换器和反相器336、图4的反相器404和/或图7的反相器700)来描述流程图1600的方法。通过流程图1600部分描述的方法可以跟随先前结合图4至图15任一附图描述的一个或多个方面。尽管本文参照特定顺序描述流程图1600的方法，但在各个实施方式中，本文的框可以不同的顺序来执行、或者省略框以及可以添加附加框。

流程图1600可以开始于框1602，包括：当传送小于第一量的无线充电功率时，利用第一电压波形驱动无线功率耦合器，第一电压波形包括具有第一持续时间的正部分和具有第一持续时间的负部分。例如，如先前至少结合图5、图8a和图8b所描述，当以小于ipt系统的额定功率输出的一些预定百分比(例如，20％)的量传输无线充电功率时，利用对称驱动方案，其中，正净导通角(和公共导通角θp)(例如，电压波形的正部分的总持续时间)与负净导通角(和公共导通角θn)(例如，电压波形的负部分的总持续时间)相同。尽管在这种低功率传送期间会发生硬切换，但在驱动电路(例如，图4的反相器404)中消耗的功率足够低，热量累积将不会显著，并且由于硬切换引起的开关的损害将不会造成显著的风险。

然后，流程图1600前进到框1604，包括：当传送大于第一量的无线充电功率时，利用第二电压波形选择性地驱动无线功率耦合器，第二电压波形包括具有第二持续时间的正部分和具有不等于第二持续时间的第三持续时间的负部分。例如，如先前至少结合图6和图8c至图8e所描述的，当以大于ipt系统的额定功率输出的预定百分比(例如，20％)的量传输无线充电功率时，以及当利用结合图5描述的对称驱动方案将不会导致硬切换时，使用不对称驱动方案，其中，正净导通角θp(例如，电压波形的正部分的总持续时间)不同于负净导通角θn(例如，电压波形的负部分的总持续时间)。

可以通过能够执行操作的任何适当装置(诸如各种硬件和/或软件部件、电路和/或模块)来执行上述方法的各个操作。通常，可以通过能够执行操作的对应功能装置来执行图中所示的任何操作。例如，如先前结合任何附图所描述的，用于无线地传输充电功率的装置可以包括任何发射线圈或耦合器。类似地，用于驱动的装置和/或用于选择性地驱动的装置可以包括结合任何附图描述的任何控制单元(例如，图4的控制单元432，或者图10、图13或图15的任何控制单元1004、1014、1304、1314、1324、1504、1514、1524、1534)。

可以使用各种不同的技术中的任何技术来表示信息和信号。例如，可以通过上面的描述参考的数据、指示、命令、信息、信号、位、符号和芯片可以通过电压、电流、电磁波、磁场或磁粒、光学场或光粒或者任何它们的组合来表示。

结合本文公开的实施方式描述的各种示例性逻辑框、模块、电路和算法步骤可以实施为电子硬件、计算机软件或二者的组合。为了清楚地示出硬件和软件的这种可交换性，各种示例性部件、框、模块、电路和步骤在上面根据它们的功能进行一般性的描述。这种功能被实施为硬件还是软件取决于应用于整体系统的特定应用和设计约束。对于每种特定应用，可以各种方式来实施所描述的功能，但是这种实施判定不应解释为背离本发明的实施方式的范围。

结合本文公开的实施方式描述的各种示例性框、模块和电路可以利用被设计为执行本文描述的功能的通用处理器、数字信号处理器(dsp)、专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)或其他可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑、分立硬件部件或任何它们的组合等来实施或执行。通用处理器可以是微处理器，但是备选地，处理器可以是任何传统处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可以被实施为计算设备的组合，例如dsp和微处理器的组合、多个微处理器、与dsp核结合的一个或多个微处理器、或者任何其他这种配置。

结合本文公开的实施方式描述的方法的步骤或算法和功能可以直接以硬件、由处理器执行的软件模块或者二者的组合来实施。如果以软件实施，则功能可以被存储在有形非暂态计算机可读介质上或者作为一个或多个指令或代码在有形非暂态计算机可读介质上传输。软件模块可以驻留在随机存取存储器(ram)、闪存、只读存储器(rom)、电可编程rom(eprom)、电可擦除可编程rom(eeprom)、寄存器、硬盘、可移除盘、cdrom或本领域已知的任何形式的存储介质上。存储介质耦合至处理器，使得处理器可以从存储介质读取信息并且将信息写入存储介质。备选地，存储介质可以集成到处理器中。如本文所使用的，光盘和磁盘包括压缩盘(cd)、激光盘、光盘、数字通用盘(dvd)、软盘和蓝光盘，其中磁盘通常磁性地再生数据，而光谱利用激光光学地再生数据。上述介质的组合也应该包括在计算机可读介质的范围内。

为了总结本公开的目的，本文描述了本发明的特定方面、优势和新颖特征。应理解，不是必须根据本发明的任何特定实施方式来实现所有这些优势。因此，本发明可以实现或优化本文教导的一种优势或优势组合的方式来实施或执行本发明，而不是必须实现本文教导或启示的其他优势。

上述实施方式的各种修改将容易明白，并且本文限定的一般原理可以应用于其他实施方式而不背离本发明的精神和范围。因此，本发明不用于限于本文所示的实施方式，而是符合与本文公开的原理和新颖特征一致的最宽范围。