一种车载复合电源功率分配滑膜变结构控制方法与流程

本发明涉及电动汽车的燃料电池-超级电容器复合电源的功率分配控制技术领域，具体涉及一种车载复合电源功率分配滑膜变结构控制方法。

背景技术：

燃料电池-超级电容器复合电源在电动汽车等领域已获得广泛研究，但是复合电源中燃料电池和超级电容器两种电源之间的功率分配控制仍是当前重点和难点问题，成为制约复合电源技术推广应用的主要瓶颈。为了确保燃料电池、超级电容器和负载三者之间能量和功率的双向动态流动，通常会将燃料电池和超级电容器各自串联一个功率变换器后再并联，通过主动控制功率变换器，使得燃料电池和超级电容器及时出力，随时满足负载的能量和功率需求。

如图1所示为当前燃料电池-超级电容器复合电源的电路结构图，包括燃料电池和超级电容器，其中，燃料电池作为主电源，燃料电池通过不可逆的Boost变换器连接至直流母线，超级电容器作为辅助电源，超级电容器通过可逆的Buck-Boost变换器连接至直流母线，直流母线通过功率逆变器将直流电变换成交流电，从而驱动牵引电机，牵引电机带动电动汽车的车轮转动。

如图2所示，不可逆的Boost变换器包括第一高频电感L₁、输出滤波电容C_dc、二极管D₁和第一全控型开关器件S₁，第一高频电感L₁的一端连接燃料电池的正极，第一高频电感L₁的另一端连接二极管D₁的正极，二极管D₁的负极与输出滤波电容C_dc的正极连接，输出滤波电容C_dc的负极与燃料电池的负极相连，第一全控型开关器件S₁的集电极与第一高频电感L₁的另一端连接，第一全控型开关器件S₁的发射极与燃料电池的负极相连。

可逆的Buck-Boost变换器包括第二高频电感L₂、第二全控型开关器件S₂和第三全控型开关器件S₃，第二高频电感L₂的一端与超级电容器的正极连接，第二高频电感L₂的另一端分别与第二全控型开关器件S₂的集电极和第三全控型开关器件S₃的发射极连接，第二全控型开关器件S₂的发射极与超级电容器的负极连接，第三全控型开关器件S₃的集电极与功率逆变器连接。

当前燃料电池-超级电容器复合电源功率分配控制策略即控制功率变换器，传统方法采用了线性控制技术对复合电源进行了控制，但是无论是功率变换器还是超级电容器都属于非线性器件，所以采用线性控制策略，系统稳定性有待提高。对于非线性控制，包括逻辑门限控制和模糊逻辑控制和滤波控制等等。逻辑门限控制和模糊逻辑控制都是基于规则的控制策略，只是模糊逻辑控制策略中的门限值被模糊化了，这两种控制策略的控制思想大致相同，规则也基本类似，控制规则比较固定，不能及时在线调整。而对于滤波控制基本上都是以控制超级电容器的电压来对燃料电池和超级电容器进行功率分配，不能很好地适应电动汽车工况的变化。

技术实现要素：

本发明的目的在于提出一种车载复合电源功率分配滑膜变结构控制方法，其中，车载复合电源中燃料电池作为主电源，通过不可逆的Boost变换器连接至直流母线；超级电容器作为辅助电源，通过可逆的Buck-Boost变换器连接至直流母线；功率分配滑膜变结构控制方法充分发挥车载复合电源中燃料电池比能量大和超级电容器比功率大的优点，使得两种电源能优势互补，满足电动汽车的电源对能量和功率的双重要求。

为了实现本发明的目的，所采用的技术方案是：一种车载复合电源功率分配滑膜变结构控制方法，包括如下步骤：

A、稳定直流母线的电压v_dc，使得直流母线的电压v_dc跟踪恒定的参考值v_dc-ref，不可逆的Boost变换器输入信号μ₁需满足：

其中：L₁为第一高频电感L₁的电感值；x₃为v_dc的平均值；v_b为燃料电池(1)的等效直流电源电压值；R₁为第一高频电感L₁的等效串联电阻值；i_bf为第一高频电感L₁的输入电流值；x₁为i_bf的平均值；α₁定义为设计参数；i_bf-ref为第一高频电感L₁的参考电流值；s₁＝x₁-i_bf-ref；c₁＞0定义为设计参数；x_3d为直流母线电压v_dc的设计值；ε₃＝x₃-x_3d；为i_bf-ref的平均值；

B、使得超级电容器(2)的电流实际值i_uc时刻跟踪参考值i_uc-ref，通过主动控制i_uc时刻跟踪参考值i_uc-ref，使得超级电容器(2)及时对燃料电池(1)进行功率补偿，可逆的Buck-Boost变换器输入信号μ₂₃需满足：

其中：L₂为第二高频电感L₂的电感值；x₂为i_uc的平均值；v_uc为超级电容器(2)两端的电压值；R₂为第二高频电感L₂的等效串联电阻值；α₂为设计参数；s₂＝x₂-i_uc-ref；为i_uc-ref的平均值。

作为本发明的优化方案，车载复合电源功率分配滑膜变结构控制方法还包括如下步骤：

C、通过建立二次李亚普洛夫函数，使得车载复合电源功率分配滑膜变结构控制方法实现全局渐进稳定，

其中，α₃为设计参数，V为建立的二次李亚普洛夫函数，为V的导数。

作为本发明的优化方案，直流母线电压v_dc的设计值x_3d需满足：

其中，s为拉普拉斯算子，C_dc为输出滤波电容C_dc的电容值，i₀为车载复合电源的负载电流。

本发明具有积极的效果：本发明充分发挥了燃料电池比能量大和超级电容器比功率大的优点，使得超级电容器主要承担负载功率中的峰值功率，燃料电池主要承担平均功率，两种电源能优势互补，实现了超级电容器对燃料电池的功率补偿，满足电动汽车对能量和功率的双重需求，最大限度地回收了再生制动能量，大大地节约了能源。同时，该滑膜变结构控制方法既能实现较高的控制精度，还能保证车载复合电源具有较高的稳定性。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1为当前燃料电池-超级电容器复合电源的电路结构图；

图2为当前燃料电池-超级电容器复合电源的电路拓扑结构图；

图3为车载复合电源的功率分配控制方法模型图；

图4为输入信号u₂和u₃变换系统的框图。

其中：1、燃料电池，2、超级电容器，3、功率逆变器，4、牵引电机。

具体实施方式

如图1-4所示，本发明公开了一种车载复合电源功率分配滑膜变结构控制方法，对图1中的车载电源进行功率分配控制，其中，不可逆的Boost变换器采用经典的直流母线电压反馈闭环控制，对于可逆的Buck-Boost变换器，则采用超级电容器2电流跟踪控制，即电流实际值i_uc时刻跟踪其参考值i_uc-ref，i_uc-ref是一个根据实际工况时时变化的值。

(1)能源模型

燃料电池1在建模过程中将其等效为直流电压源v_b，输出电流为i_b，如图2所示。超级电容器2等效为理想电容器C_uc与其在充放电时的等效串联电阻R_uc串联的结构，超级电容器2两端电压为v_uc，输出电流为i_uc。

(2)不可逆的Boost变换器模型

从图2中可以得到不可逆的Boost变换器的功率级双线性方程，如公式(1)和(2)所示，并考虑一些非理想情况，如电感L₁的等效串联电阻R₁，第一全控型开关器件S₁的门级驱动信号u₁为PWM信号，数值在(0，1)之间。

其中，i_bf和i₁分别为电感L₁的输入电流和Boost变换器的输出电流，v_dc为直流母线电压。

(3)可逆的Buck-Boost变换器模型

可逆的Buck-Boost变换器模型包含一个Buck变换器和一个Boost变换器，因此，超级电容器2在放电模式下可逆的Buck-Boost变换器表现为Boost变换器，在充电模式下可逆的Buck-Boost变换器表现为Buck变换器。由于可逆的Buck-Boost变换器的控制目标是保证i_uc时刻跟踪其参考值i_uc-ref，可以定义一个二进制变量k如公式(3)所示：

当k＝1时，S₃门级驱动信号u₃设为0，S₂门级驱动信号u₂为PWM信号，考虑到u₂为二进制(0，1)之间变化的数值，可得到如下双线性开关模型：

i₂＝(1-u₂)i_uc 公式(5)

当k＝0时，S₂门级驱动信号u₂设为0，S₃门级驱动信号u₃为PWM信号，同样考虑到u₃为二进制(0，1)之间变化的数值，则双线性开关模型变为：

i₂＝u₃i_uc 公式(7)

在局部模块建模的基础之上，有必要建立全局系统模型以获得控制目标的最优控制。从公式(4)-(7)可以得到可逆的Buck-Boost变换器的全局模型：

i₂＝[k(1-u₂)+(1-k)u₃]i_uc 公式(9)

另一方面，从图2以及公式(9)可得：

i₁＝i_o-i₂＝i_o-[k(1-u₂)+(1-k)u₃]i_uc 公式(10)

其中，i₀为负载电流。

最后，从公式(1)、(8)和(10)可以建立双线性开关的全局模型：

其中，u₂₃为可逆的Buck-Boost变换器唯一输入控制变量，定义如式(14)所示：

u₂₃＝k(1-u₂)+(1-k)u₃ 公式(14)

为了更加容易实现控制目标，建立了公式(11)-(13)在开关周期内的平均全局模型：

其中，x₁为i_bf的平均值，x₂为i_uc的平均值，x₃为v_dc的平均值，μ₁和μ₂₃为占空比，同样也为u₁和u₂₃的平均值。

控制策略的好与坏，往往由控制目标来评价。控制策略其控制目标设计如下：

(1)在负载不断变化的情况下，稳定直流母线电压v_dc，直流母线电压越稳定，复合电源能量以及功率转换效率越高；

(2)i_uc时刻跟踪其参考值i_uc-ref。超级电容器主要承担负载功率中的瞬时功率需求，通过主动控制i_uc时刻跟踪其参考值i_uc-ref，保证了超级电容器及时对蓄电池进行功率补偿，i_uc-ref具体表现为负载电流的变化情况；

(3)控制系统实现全局渐近稳定。

第一个控制目标是确保直流母线电压v_dc跟踪其恒定的参考值v_dc-ref，然而总所周知，不可逆的Boost变换器存在非最小相位特征。针对这一问题，不对v_dc和v_dc-ref进行直接控制，而是采用控制第一高频电感L₁的输入电流i_bf这一间接控制方法来解决。确切表现为：第一高频电感L₁的输入电流i_bf跟踪其参考电流值i_bf-ref，系统稳态时有i_bf＝i_bf-ref，v_dc＝v_dc-ref，v_dc-ref＞v_b。从能量守恒角度考虑，输入功率等于输出功率，因此i_bf-ref与v_dc-ref的关系如下：

其中，λ≥1，为损耗因子，包括开关损耗以及电感损耗。

为了实现第一个和第二个控制目标，采用模糊变结构控制策略，引入滑动面表现为：

S＝[s₁，s₂]^T 公式(19)

其中，

S₁＝x₁-i_bf-ref 公式(20)

S₂＝x₂-i_uc-ref 公式(21)

从而控制目标转换为确保系统滑动面S＝0。当一个控制目标实现后，被定义为在一个滑动模式下。在这种情况下，所谓的不变条件可表示为：

因此等效控制信号函数可改写为：

从公式(23)和(24)中，我们可以分解的一般控制结构如下：

其中，c₁＞0为设计参数，和作为附加输入信号，ε₃＝x₃-x_3d为直流母线电压v_dc的平均值x₃与其设计值x_3d之间的误差，x_3d的表达式后文会具体给出。另外，公式(25)中，c₁ε₃为阻尼项，其作用是调整输出响应。

滑膜变结构控制策略的控制目标是使得系统状态满足S＝0，为此必须确保在任何初始条件下，系统能到达到状态且保持S＝0。此外，控制规则的选择必须在状态向量(s₁，s₂，ε₃)下系统达到稳定。可建立二次李亚普洛夫函数：

其导数为：

目的即使得负定。公式(28)中：

其中，α₁＞0，α₂＞0，α₃＞0均为设计参数

公式(28)可改写为：

从公式(28)中可以看出含状态向量(s₁，s₂，ε₃)的闭环系统全局渐近稳定。

结合公式(23)、公式(24)、公式(25)、公式(26)以及公式(29)、公式(30)、公式(31)，得到如下控制规则：

最后，直流母线电压v_dc的平均值x₃与其设计值x_3d定义为：

其中，s为拉普拉斯算子。

图4是输入信号u₂和u₃框图，承接着附图3，形成完成的车载复合电源功率分配滑膜变结构控制方法。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。