一种开关电源输出电缆压降补偿电路及补偿方法与流程

本发明涉及开关电源及半导体技术领域，特别涉及一种对开关电源(SMPS)的充电电缆产生的电压降进行补偿的电缆电压补偿电路。

背景技术：

开关电源技术主要是通过功率变换器来实现电能的变换，不需要使用工频变压器，具有体积小、重量轻的优点，被广泛应用于LED照明、通讯设备、消费类电子等领域。

开关电源通常向输出提供恒定电流(CC模式)或者恒定电压(CV模式)，恒定电流或者恒定电压输出都是通过检测负载状态实现的。负载状态检测一般有两种方法：副边控制(SSR)和原边控制(PSR)。

副边控制通常通过光耦反馈负载状态，可以直接反映负载的状态。副边控制是抗干扰能力、工作稳定性和传输效率等方面有很大的优势，但是副边控制需要增加额外的器件，成本高，体积大。

原边控制通过变压器的辅助线圈反馈负载状态，不需要光耦元件、环路补偿及稳压器件，简化了芯片外围反馈回路的设计，达到了节省系统成本和空间的目的。

图1是一种采用原边控制的开关电源100。开关电源100的电路板终端输出电压为Vcap，开关电源100的电缆终端输出电压为V_load，开关电源100的电路板终端与电缆终端通过输出电缆cable耦接。开关电源100通过调整DRIVE的脉冲宽度或者脉冲频率，保持电路板终端输出电压V_cap的恒定。输出电缆cable的导通阻抗不随负载变化而变换，输出电缆cable两端的压降会随负载变化而变化，导致电缆终端输出电压随负载变化而变化。

传统的输出电缆压降补偿方法通过检测原边峰值电流，并对原边峰值电流进行处理，实现负载变化检测，保证电缆终端输出电压恒定。但是在连续控制模式下，原边峰值电流与负载变化没有必然关联，因此传统的输出电缆压降补偿方法仅适用于断续控制模式(DCM)中，无法保证在连续控制模式(CCM)下提供精确的输出电缆压降补偿。

技术实现要素：

发明目的：为了解决现有技术存在的问题，保证在断续控制模式和连续控制模式下实现开关电源电缆终端输出电压的精确控制，本发明提供一种开关电源输出电缆压降补偿电路。

本发明的另一目的是提供一种开关电源输出电缆压降补偿方法。

技术方案：一种开关电源输出电缆压降补偿电路，包括电源管理芯片和变压器，变压器的辅助绕组通过检测电阻Ra和检测电阻Rb接至电源管理芯片的反馈脚，所述电源管理芯片用于检测变压器原边峰值电流实现负载变化检测，包括原边电流中值采样电路、低通滤波电路和补偿电流转换电路，所述原边电流中值采样电路为变压器原边电流的采样保持电路，低通滤波电路通过反馈脚电压对原边电流中值信号进行占空比调制处理输出补偿电压，补偿电压输出至补偿电流转换电路，所述补偿电流转换电路用于将补偿电压转换为补偿电流输出至反馈脚进行补偿。

进一步的，所述低通滤波电路包括运算放大器I₄₀₁、比较器I₄₀₂、反相器I₄₀₃、第一开关S₄₀₂、第二开关S₄₀₃、滤波电阻R₄₀₁、滤波电容C₄₀₂，运算放大器I₄₀₁的同向输入端藕接至原边电流中值采样电路的输出端，反向输入端接输出端，输出端经第一开关接RC低通滤波器；比较器I₄₀₂的同相输入端藕接至反馈脚，比较器I₄₀₂的反相输入端藕接基准电压，比较器I₄₀₂的输出端控制第一开关S₄₀₂，比较器I₄₀₂的输出端通过反相器I₄₀₃控制第二开关S₄₀₃，第二开关S₄₀₃一段接地，另一端接RC低通滤波器，RC低通滤波器输出接补偿电流转换电路。

进一步的，所述补偿电流转换电路包括运算放大器I₄₀₄、电阻R₄₀₂、三极管M₄₀₁、电流比例变换电路，运算放大器I₄₀₄的同向输入端藕接低通滤波电路的输出，运算放大器I₄₀₄的输出端接三极管M₄₀₁基极，三极管M₄₀₁发射极经电阻R₄₀₂接地，运算放大器I₄₀₄的反向输入端接三极管M₄₀₁发射极，三极管M₄₀₁集电极接由三极管M₄₀₂与三极管M₄₀₃组成的电流比例变换电路。

进一步的，所述原边中值采样电路包括采样开关S₄₀₁和采样电容C₄₀₁，采样开关S₄₀₁与采样电容串联C₄₀₁，采样电容C₄₀₁另一端接地，采样电容C₄₀₁上的电压为原边电流中值信号。

进一步的，所述原边电流中值采样电路、低通滤波电路和补偿电流转换电路集成在电源管理芯片内。

一种开关电源输出电缆压降补偿方法，包括以下步骤：

(1)将变压器的原边电流进行采样保持，得到采样电压信号；

(2)设定一个电压阈值，将变压器辅助绕组上的电流经电阻采样后得到的检测电压与所述电压阈值进行比较，若检测电压大于电压阈值，则步骤(1)中的采样电压信号经缓冲电路输出至低通滤波器进行滤波；若检测电压小于电压阈值，则低通滤波器的输入为低电平，经低通滤波电路滤波后得到补偿电压；

(3)所述补偿电压通过补偿电流转换电路转换为补偿电流，并将补偿电流输入至电源管理芯片的反馈脚。

进一步的，所述步骤(1)中采样方法为：在一个原边电流打开时间的中点处控制原边中值采样电路导通，进行采样，采样保持到下一个原边电流打开时间的中点时刻截止。

有益效果：本发明提供的一种开关电源输出电缆压降补偿电路，可以在断续模式和连续模式下实现对开关电源电缆终端输出电压的精确控制，使电缆终端输出电压不随负载变化而变化；该电路系统稳定、成本低、体积小、重量轻。

本发明提供的一种开关电源输出电缆压降补偿方法，可以实现开关电源电缆终端输出电压的精确控制，使电缆终端输出电压不随负载变化而变化，克服了现有技术只适用于断续模式的弊端，断续模式和连续模式均可适用。

附图说明

图1为一种采用原边控制的开关电源；

图2为图1断续控制模式下的原边电流、副边电流及反馈电压的波形图；

图3为图1连续控制模式下的原边电流、副边电流及反馈电压的波形图；

图4为本发明的开关电源输出电缆压降补偿电路示意图；

图5为图4中的原边电流中值采样电路的原理图；

图6为图4中的低通滤波电路的原理图；

图7为图4中的补偿电流转换电路的原理图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。

图1是一种采用原边控制的开关电源100，包括电源管理芯片101和变压器102，变压器102的辅助绕组103通过检测电阻Ra和检测电阻Rb接至电源管理芯片101的反馈脚104FB端口，所述电源管理芯片101用于检测变压器原边105峰值电流实现负载变化检测。开关电源100的电路板终端输出电压为V_cap，开关电源100的电缆终端输出电压为V_load，开关电源100的电路板终端与电缆终端通过输出电缆cable耦接。开关电源100通过调整电源管理芯片101的DRIVE引脚输出的脉冲宽度或者脉冲频率，保持电路板终端输出电压V_cap的恒定。

开关电源100采用反激式隔离架构，通过变压器(包含初级绕组N_P、次级绕组N_S、辅助绕组N_A)来隔离初级侧和次级侧。

其中，N_A是辅助绕组匝数，N_S是副边绕组匝数，V_aux是辅助绕组上的压降，V_sec是次级绕组上的压降。

又有

其中，V_FB为反馈脚104处即FB端口的压降。

又有

V_sec＝V_D+I_O*R_cable+V_load (3)

其中，V_D是二极管D₆的正向导通压降，I_O是负载电流，R_cable是输出电缆等效电阻。

可得

电源管理芯片101是通过控制V_FB与内部基准V_REF相等来实现输出电压V_load的调整，可以认为稳定条件下，V_FB＝V_REF，即V_FB是固定值。式(4)中R_a、R_b、N_A、N_S是不随负载电流变化的固定值，因此V_D+I_O*R_cable+V_load也是固定值，设为固定值K。可得

V_load＝K-V_D-I_O*R_cable (5)

其中VD是二极管D₆的正向导通压降，不随负载电流变化。

从式(5)中可以看出，输出电缆cable的导通阻抗不随负载变化而变换，线缆cable的电压降I_O*R_cable会随负载电流增加而增加，进而影响输出电压的负载调整率。为了保证输出电压的负载调整率，需要对输出电缆上的压降进行补偿。

图1中的原边电流I_P通过检测电阻R_CS获得，原边电流I_P流经R_CS形成电压降V_CS，即原边电流I_P＝V_CS/R_CS。

在以下描述中，原边电流打开的时间被定名为T_on，副边电流打开的时间被定名为T_demag，原边电流和副边电流同时关断的时间被定名为T_off，开关周期被定名为T，同时有T＝T_on+T_demag+T_off。

断续控制模式一般是指变压器磁能释放完毕或者激磁电流下降到零，延时一段后原边开关再打开。断续控制模式下的原边谷值电流为零，原边电流从零开始上升，原边电流波形为锯齿波。断续控制模式在延时段内原边电流和副边电流同时关断。

如图2所示为断续控制模式下的原边电流、副边电流及反馈电压的波形图。图2中I_P,peak是断续控制模式下原边峰值电流，I_P,mid是断续控制模式下1/2T_on时的原边电流，I_S,peak是断续控制模式下副边峰值电流。

根据图2，断续控制模式下的输出均值电流I_OD为：

连续控制模式一般是指变压器磁能尚未释放完毕或者激磁电流未下降到零时原边开关再次打开。连控制模式下的原边谷值电流不为零，原边电流从未下降到零的激磁电流开始上升，原边电流为侧梯形波。连续控制模式在开关周期内不存在原边电流和副边电流同时关断的时刻。

如图3所示为连续控制模式下的原边电流、副边电流及反馈电压的波形图，可以看出图3中T_off＝0。图3中I_P,T是连续控制模式下原边峰值电流，I_P,B是连续控制模式下原边谷值电流，I_P,mid是连续控制模式下1/2T_on时的原边电流，I_S,T是连续控制模式下副边峰值电流，I_S,B是连续控制模式下副边谷值电流。

根据图3，连续控制模式下的输出均值电流I_OC为：

从方程(6)和方程(7)可以看出，断续控制模式和连续控制模式下的输出均值电流均与原边电流中值有关，可以得到：

从方程(8)可以看出，无论断续控制模式还是连续控制模式，只要得到原边电流中值I_P,mid、去磁时间占空比T_demag/T、变压器原边线圈与副边线圈匝比N_P/N_S，就可以得到输出电流I_O。进而可以根据输出均值电流不同来调整输出电压，实现输出电缆压降补偿的目的。

图4是本实施例开关电源输出电缆压降补偿电路，输出电缆压降补偿电路包括原边电流中值采样电路201、低通滤波电路202、补偿电流转换电路203。原边电流中值采样电路201的输入为原边电流，对原边电流中值进行采样保持，并输出至低通滤波电路202。低通滤波电路202通过检测电压V_FB对原边电流中值进行占空比调制处理，并对所得结果进行低通滤波，保证系统稳定性；低通滤波结果与输出均值电流呈线性比例关系，并输出至补偿电流转换电路203。补偿电流转换线路203通过V-I变换及适当的比例变换将补偿电压转换为补偿电流，并将该线缆压降补偿电流输出至电源管理芯片101的反馈脚FB端口；线缆压降补偿电流流经电阻R_a和R_b形成压降，改变电压V_FB，实现线缆压降补偿的目的；通过调节的R_a和R_b值，可以调节线缆压降补偿。

图5是图4中的原边电流中值采样电路一实施例。原边电流中值采样电路包括采样开关S₄₀₁及采样电容C₄₀₁。采样开关S₄₀₁在1/2T_on时刻导通，将原边电流中值输出至采样电容C₄₀₁，采样电容C₄₀₁将原边电流中值保持到下一个1/2T_on时刻到来。采样电容C₄₀₁上保存的电压值为该开关周期原边电流的中值V_CS,mid。

图6是图4中的低通滤波电路一实施例。低通滤波电路包括运算放大器I₄₀₁，比较器I₄₀₂，反相器I₄₀₃，开关S₄₀₂、S₄₀₃，滤波电阻R₄₀₁，滤波电容C₄₀₂。运算放大器I₄₀₁的同相输入端藕接至原边电流中值采样电路的输出端，即运算放大器I₄₀₁的构成的缓冲电路的输入电压为V_CS,mid，因此运算放大器I401的反相输入端及输出端电压为V_CS,mid。比较器I₄₀₂的输出端控制开关S₄₀₂，比较器I₄₀₂的输出端通过反相器I₄₀₃控制开关S₄₀₃。比较器I₄₀₂的同相输入端连接至V_FB，比较器I₄₀₂的反相输入端连接至基准电压V_zcd。当V_FB电压值大于V_zcd电压值时，对应图2及图3中的T_demag时间段，此时控制开关S₄₀₂打开，滤波电阻R₄₀₁及滤波电容C₄₀₂组成的低通滤波单元的输入为V_CS,mid。当V_FB电压值小于V_zcd电压值时，对应图2中T_on和T_off时间段及图3中的T_on时间段，此时控制开关S₄₀₃打开，滤波电阻R₄₀₁及滤波电容C₄₀₂组成的低通滤波单元的输入为0。滤波电阻R₄₀₁及滤波电容C₄₀₂组成的低通滤波单元的输出电压为V_CS,mid*T_demag/T。

图7是图4中的补偿电流转换电路的一实施例。补偿电流转换电路包括运算放大器I₄₀₄，电阻R₄₀₂，三极管M₄₀₁～M₄₀₃。运算放大器I₄₀₄，电阻R₄₀₂，M₄₀₁组成电压转电流电路。电压转电流电路的输入连接至低通滤波电路的输出，即电压转电流电路的输入为电压V_CS,mid*T_demag/T。经过电压转电流电路变换，电压转电流电路的输出为电流V_CS,mid*T_demag/T/R₄₀₂。三极管M₄₀₂和M₄₀₃组成电流比例变换电路204，电流比例变换比为k。即最终输出到芯片FB端的补偿电流值为k*V_CS,mid*T_demag/T/R₄₀₂。

根据式(8)，补偿电流k*V_CS,mid*T_demag/T/R₄₀₂与输出均值电流I_O存在比例关系，通过设定合适的电流变换比k，可以实现补偿电流随输出均值电流I_O变化而变化，进而实现线损补偿的目的。