开关磁阻电机电流无差拍PWM占空比控制方法与流程

本发明属于电气工程领域的开关磁阻电机控制技术，具体涉及一种开关磁阻电机电流无差拍PWM占空比控制方法。

技术背景

开关磁阻电机结构简单坚固，工作可靠，效率高，由其构成的开关磁阻电动机驱动系统与传统交直流调速系统相比，具有许多优点，如：起动转矩大，调速范围宽，控制灵活，可方便实现四象限运行，具有较强的再生制动能力，在宽广的转速和功率范围内都具有高效率，有利于节能降耗；可工作于极高转速；可缺相运行，容错能力强等。目前，包括开关磁阻电机控制技术在内的各种开关磁阻电机技术已经受到了各国政策的大力支持。

虽然开关磁阻电机具有良好的发展前景，但是由于其的双凸极结构，及磁场非线性原因，转矩脉动较大，震动、噪音问题突出。为了减小转矩脉动，从控制角度通常大致分为两种：直接转矩控制和间接转矩控制。而间接转矩控制方法中常采用电流斩波控制(CCC)，CCC方法通常都是利用专用硬件斩波电路实现斩波控制，即在控制器的功率变换器中串联电流传感器后进行相电流信号的采样和放大，并利用滞缓放大电路实现相电流斩波上限和下限控制。如实用新型专利《一种开关磁阻电机电流斩波控制装置》(CN 202940765 U).

中国实用新型专利公开说明书(CN 202940765 U)于2013年5月15日公开的《一种开关磁阻电机电流斩波控制装置》，设定电流控制的上下限，当相电流超过上限时关断功率开关管，电流降至下限以下导通功率开关管，使电流保持在电流滞环设定范围之内，从而降低开关磁阻电机电流脉动，降低电机转矩脉动，提高功率开关管的电流利用率从而降低斩波功率开关管的发热量。但此电流斩波控制装置存在以下不足：

(1)硬件斩波动作会受到前级采样信号中毛刺的影响，可能会发生误斩波的现象，即在电机相电流未达到斩波上限而管子误关闭，或者电流达到斩波上限后而开关管拒绝关闭，前者会导致开关管开关频率比正常增加，并减小输出转矩，后者会导致电机相电流超出开关管的承受范围，从而对开关管的寿命和系统的功耗造成影响；

(2)电流斩波控制采用滞环控制即bang-bang控制，滞环控制采用的是一种容错控制，不可避免的存在跟踪误差。

另一种常用的斩波方式是软件斩波，即通过软件滤波算法滤除前级采样放大信号中的毛刺，更加准确判断相电流值，从而实现准确的斩波控制。如中国发明专利申请公开说明书《一种开关磁阻电机使用二维电流斩波的精确电流控制方法》(CN 105227037 A)。

中国发明专利申请公开说明书(CN 105227037 A)于2016年1月6日公开的《一种开关磁阻电机使用二维电流斩波的精确电流控制方法》，公开了一种开关磁阻电机使用二维电流斩波的精确电流控制方法，该电流控制方法为通过转子的位置信息，计算出转子的当前瞬时转速；核心处理单元调取当前转速下的数据裤A、数据裤B，组合出电机每相电流导通和关闭期间的上下限曲线值“I_限值”并暂存在存储器中，核心处理单元通过A/D进行连续电流采样，操作功率拓扑单元，使得电机相电流的变化，在每相的电流导通和关闭期间，都在“I限值”的范围之内。但是此方法存在以下不足：

(1)在软件斩波控制方法中处理器的控制过程是离散的，在一个周期内控制器的输出不能和电机的反馈同步，采样时刻与控制时刻之间存在一个采样周期的延迟，在第k个采样点计算获得的数值在第(k+1)个周期才作用。

(2)电流斩波控制采用滞环控制即bang-bang控制，滞环控制采用的是一种容错控制，不可避免的存在跟踪误差。

技术实现要素：

鉴于已有技术存在的缺点，本发明的目的是提供一种开关磁阻电机电流无差拍PWM占空比控制方法，该方法在控制频率比较低时，综合考虑了电流斩波控制的优缺点，在保证开关磁阻电机可靠运行的情况下，在低速、中速和高速下都可以精确有效的对电机实际电流进行调节控制，克服了滞环控制是一种容错控制，不可避免的存在跟踪误差问题；解决了软件电流控制方法因运行需要一定时间，控制周期长而引起的电流波动大，跟踪电流给定值性能差的缺点；同时减弱了滞环控制因一个采样周期的延迟而引起的潜在电流波动问题，并精确地弥补电流参考值与实际值之间的偏差，提高电流实际值跟踪电流参考值的性能，从而减小开关磁阻电机的转矩脉动。

为了实现上述目标，本发明的技术方案为：一种开关磁阻电机电流无差拍PWM占空比控制方法，其特征在于，该方法包括如下步骤：

步骤1，建立开关磁阻电机模型

根据开关磁阻电机本体设计参数建立电机模型，包括：

将开关磁阻电机一个转子电周期对应的转子电角度0°到360°区间均分为F份，得到转子电角度数组B，B＝{θ_m|θ_m＝m*l，m＝0,1,…F}，0°≤θ_m≤360°，其中l为将一个转子电周期对应的转子电角度0°到360°区间均分的转子电角度差值，F为将一个转子电周期对应的转子电角度0°到360°区间按照l差值均分得到的转子电角度个数，将转子电角度数组B中的F个转子电角度记为θ_m，m为转子电角度数组B中转子电角度θ_m按从小到大排序所对应的转子电角度序列号，m＝0,1,…F；

将开关磁阻电机磁链范围均分为G份，得到磁链数组R，R＝{ψ_n|ψ_n＝n*p，n＝0,1,…G}，0≤ψ_n≤ψ_max，其中p为磁链均分的磁链差值，G为磁链按照p差值均分得到的磁链个数，将磁链数组R中的G个磁链记为ψ_n，n为磁链数组R中的磁链ψ_n按从小到大排序所对应的磁链序列号，n＝0,1,…G，ψ_max为开关磁阻电机所允许的最大磁链；

根据转子电角度数组B和磁链数组R获取开关磁阻电机相电流数组A，A＝{i_m,n|m＝0,1,…F；n＝0,1,…G}，i_m,n为转子电角度θ_m和磁链ψ_n所对应的相电流；

步骤2，采样与设定

设定开关磁阻电机的开通角θ_on、关断角θ_off和参考电流I_ref；

根据开关磁阻电机运转时位置传感器采集得到当前k时刻电机转子电角度θ(k)，电流传感器采集得到当前k时刻相电流i_x(k)，x＝a,b,c，记录当前k时刻输出三相PWM占空比τ_x(k)，x＝a,b,c；记录前一控制周期(k-1)时刻得到的(k-1)时刻三相磁链ψ_x(k-1)，x＝a,b,c；记录前一控制周期(k-1)时刻采样得到的相电流i_x(k-1)，x＝a,b,c；记录当前k时刻驱动状态Q_x，x＝a,b,c，

Q_x＝1，表示当前k时刻电机第x相驱动状态为励磁状态；

Q_x＝0，表示当前k时刻电机第x相驱动状态为零电压续流；

Q_x＝-1，表示当前k时刻电机第x相驱动状态为退磁状态；

其中x表示开关磁阻电机三相电路，即a相，b相，c相；

步骤3，利用步骤2中得到当前k时刻电机转子电角度θ(k)以及设定的开通角θ_on和设定的关断角θ_off，经过换相控制单元确定开关磁阻电机的导通相，具体的，换相控制单元根据开关磁阻电机第x相对应的当前k时刻电机转子电角度θ(k)，判断此开关磁阻电机第x相是否处于导通区间：当前k时刻电机转子电角度θ(k)位于开通角θ_on和关断角θ_off之间时，开关磁阻电机第x相处于导通区间，即第x相为导通相，记为导通相x，x＝a,b,c，否则为关断区间，并记录导通区间信号M_x，x＝a,b,c；

如果开关磁阻电机第x相处于导通区间，M_x＝1，

如果开关磁阻电机第x相处于关断区间，M_x＝0，

步骤4、利用步骤2中得到的当前k时刻三相PWM占空比τ_x(k)、(k-1)时刻三相磁链ψ_x(k-1)、(k-1)时刻相电流i_x(k-1)，当前k时刻驱动状态Q_x，计算由步骤3所确定的开关磁阻电机导通相x所对应的当前k时刻反馈磁链ψ_x(k)，x＝a,b,c，

ψ_x(k)＝ψ_x(k-1)+[Q_xU_dc-R_xi_x(k-1)]τ_x(k)T_s，

其中U_dc为直流母线电压，T_s为控制周期，R_x为开关磁阻电机第x相的电阻值；

步骤5、先根据步骤3中确定的导通相x的当前k时刻相电流i_x(k)与步骤2中设定的参考电流I_ref，得到导通相x的当前k时刻相电流偏差Δi_x(k)，Δi_x(k)＝I_ref－i_x(k)，x＝a,b,c，然后由导通相x当前k时刻相电流偏差Δi_x(k)判断下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D，

Δi_x(k)＞0，则下一控制周期(k+1)时刻需要励磁，D＝1；

Δi_x(k)＝0，则下一控制周期(k+1)时刻需要零电压续流，D＝0；

Δi_x(k)＜0，则下一控制周期(k+1)时刻需要退磁，D＝-1；

步骤6，在导通相x的PWM占空比0到1范围内取Z个互异的值，得到PWM占空比数组J，J＝{J_h|h＝0,1,2…(Z-1)}，0≤J_h≤1，Z为PWM占空比0到1范围内取值的个数，将PWM占空比数组J中的每一个PWM占空比定义为J_h，h表示PWM占空比数组J中的PWM占空比J_h的占空比序列号，h＝0,1,2…(z-1)；

步骤7、由步骤3中确定的导通相x当前k时刻相电流i_x(k)、步骤4得到的导通相x当前k时刻的磁链ψ_x(k)、步骤5得到的下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和步骤6中得到的PWM占空比数组J，预测下一控制周期导通相x在驱动状态D状态下，每一个PWM占空比数组J中的PWM占空比J_h对应的磁链ψ_x(h,D)(k+1)和下一控制周期(k+1)时刻转子电角度θ_x(k+1)；

ψ_x(h,D)(k+1)＝ψ_x(k)+[DU_dc-R_xi_x(k)]J_hT_s

θ_x(k+1)＝θ_x(k)+Δθ

其中，D＝1,0,-1，h＝0,1,…,Z-1，x＝a,b,c，Δθ为一个控制周期内转子转过的电角度，即两次转子电角度采样值之差；

步骤8、根据步骤5得到的下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和步骤7得到的PWM占空比J_h下的磁链ψ_x(h,D)(k+1)和下一控制周期(k+1)时刻转子电角度θ_x(k+1)，使用步骤1中得到的开关磁阻电机相电流数组A、转子电角度数组B和磁链数组R确定下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和PWM占空比J_h下的相电流i_x(h,D)(k+1)；然后通过公式Δi_x(h,D)(k+1)＝|I_ref-i_x(h,D)(k+1)|求得下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和PWM占空比J_h下的相电流偏差Δi_x(h,D)(k+1)，其中D＝1,0,-1，h＝0,1,…,Z-1，x＝a,b,c；找出最小相电流偏差，并记为Δi_x(h,D)(k+1)min；

步骤9、根据步骤8得到最小电流偏差Δi_x(h,D)(k+1)min，最小的电流偏差Δi_x(h,D)(k+1)min对应的PWM占空比J_h即为下一控制周期(k+1)时刻的最优PWM占空比，记为最优PWM占空比τ；

步骤10、根据步骤5确定的下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和步骤9所确定的下一控制周期(k+1)时刻最优PWM占空比τ以及步骤3所确定的导通相x，经过PWM脉冲信号模块输出对应的脉冲信号S_x，x＝a,b,c，并实施对功率变换器的控制。

优选的，步骤8所述的根据下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和PWM占空比J_h下的磁链ψ_x(h,D)(k+1)和下一控制周期(k+1)时刻转子电角度θ_x(k+1)，使用步骤1中得到的开关磁阻电机相电流数组A、转子电角度数组B和磁链数组R确定下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和PWM占空比J_h下的相电流i_x(h,D)(k+1)，其方法如下：

(1)确定转子电角度θ_x(k+1)在步骤1中得到的转子电角度数组B中所处的区间，即确定转子电角度序列号m，使得θ_m≤θ_x(k+1)<θ_m+1；

(2)确定磁链ψ_x(h,D)(k+1)在步骤1中得到的磁链数组R中所处的区间，即确定磁链序列号n，使得ψ_n≤ψ_x(h,D)(k+1)<ψ_n+1；

(3)确定步骤1中得到的开关磁阻电机相电流数组A中的相电流i_m,n，i_m+1,n，i_m,n+1，i_m+1,n+1，m为上述(1)中所确定的转子电角度序列号，n上述(2)中所确定的磁链序列号；

(4)通过下式(1)，式(2)，式(3)计算得到下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和PWM占空比J_h下的相电流i_x(h,D)(k+1)：

将式(1)，式(2)带入式(3)即可求得下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和PWM占空比J_h下的相电流i_x(h,D)(k+1)；其中i₁为转子电角度为θ_x(k+1)且磁链为ψ_n所对应的相电流，i₂为转子电角度为θ_x(k+1)且磁链为ψ_n+1所对应的相电流。

本发明公开的一种开关磁阻电机电流无差拍PWM占空比控制方法，该方法在控制频率比较低时，开关磁阻电机在低速、中速和高速下都可以精确有效的对电机实际电流进行调节控制，精确地弥补电流参考值与实际值之间的偏差，提高电流实际值跟踪电流参考值的性能，从而减小开关磁阻电机的转矩脉动。其有益效果具体体现在：

(1)克服了传统电流斩波控制是一种容错控制，不可避免的存在跟踪误差问题；

(2)解决传统电流控制方法因控制周期长而引起的电流波动大，可以在开关频率较低的情况下很好的控制实际电流跟踪给定电流，减小开关损耗；

(3)减弱了滞环控制因一个采样周期的延迟而引起的潜在电流波动问题；

附图说明

图1为本发明所述控制方法对应的步骤流程例图。

图2为本发明所述控制系统对应的电路原理例图。

图3为本发明所述控制方法的控制框图。

图4为本发明实施例的驱动拓扑图。

图5为本发明实施例励磁、退磁、零电压续流状态下PWM占空比转驱动脉冲信号例图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图，对本发明进行进一步详细说明。显然所描述的实施例仅是本发明实施例的一部分，基于本发明的实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下获得的其它实施例，都属于本专利的保护范围。

本发明的实例提供了一种开关磁阻电机电流无差拍PWM占空比控制方法，克服了传统电流控制方法缺点，精确地弥补电流参考值与实际值之间的偏差，提高电流实际值跟踪电流参考值的性能，从而减小开关磁阻电机的转矩脉动。

本发明的硬件电路应包括提供直流母线电压的直流源、电流传感器、位置传感器、电机控制器、功率变换器和开关磁阻电机。

图2为实施本发明的一种电路方案。该电路方案包括电流传感器-霍尔元件、转子位置传感器-旋转变压器、功率变换器-三相非对称桥变换器、控制器-无差拍控制器和开关磁阻电机。本发明公开的一种开关磁阻电机电流无差拍PWM占空比控制方法根据对开关磁阻电机参数辨识得到转子电角度数组B、磁链数组R和开关磁阻电机相电流数组A，以及在线检测的转子电角度θ(k)、当前时刻相电流值i_x(k)、和计算得到的当前时刻的反馈磁链ψ_x(k)经过无差拍运算确定下以控制周期最优PWM占空比和驱动状态，以控制开关磁阻电机，使实际电流精确跟踪参考电流。

图4为实施本发明的一种功率变换器，为三相非对称桥变换器。该变换器包括六个开关管：T_a1、T_a2、T_b1、T_b2、T_c1、T_c2；六个二极管：D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆；一个母线电容C；L_a为a相电机绕组，L_b为b相电机绕组，L_c为c相电机绕组。T_a1和T_a2为控制a相的开关管，其对应的控制脉冲信号分别为S_a1和S_a2，D₁和D₂为a相续流二极管，其中开关管T_a1的发射极同时连接二极管D₂的阴极和a相电机绕组L_a的一端，开关管T_a2的集电极同时连接二极管D₁的阳极和a相电机绕组L_a的另一端；T_b1和T_b2为控制b相的开关管，其对应的控制信号分别为S_b1和S_b2，D₃和D₄为b相续流二极管，其中开关管T_b1的发射极同时连接二极管D₄的阴极和b相电机绕组L_b的一端，开关管T_b2的集电极同时连接二极管D₃的阳极和b相电机绕组L_b的另一端；T_c1和T_c2为控制c相的开关管，其对应的控制信号分别为S_c1和S_c2，D₅和D₆为c相续流二极管，其中开关管T_c1的发射极同时连接二极管D₆的阴极和c相电机绕组L_c的一端，开关管T_c2的集电极同时连接二极管D₅的阳极和c相电机绕组L_c的另一端；直流母线电压U_dc的正极同时连接母线电容C的正极、开关管T_a1的集电极、二极管D₁的阴极、开关管T_b1的集电极、二极管D₃的阴极、开关管T_c1的集电极、二极管D₅的阴极；直流母线电压U_dc的负极同时连接母线电容C的负极、开关管T_a2的发射极、二极管D₂的阳极、开关管T_b2的发射极、二极管D₄的阳极、开关管T_c2的发射极、二极管D₆的阳极。

图1为本发明所述控制方法对应的步骤流程例图，图3为本发明所述控制方法的控制框图，即为本发明公开的一种开关磁阻电机电流无差拍PWM占空比控制方法的控制框图。

参见图1和图3，实施本发明提出的一种开关磁阻电机电流无差拍PWM占空比控制方法的基本步骤如下：

步骤1，建立开关磁阻电机模型

根据开关磁阻电机本体设计参数建立电机模型，包括：

将开关磁阻电机一个转子电周期对应的转子电角度0°到360°区间均分为F份，得到转子电角度数组B，B＝{θ_m|θ_m＝m*l，m＝0,1,…F}，0°≤θ_m≤360°，其中l为将一个转子电周期对应的转子电角度0°到360°区间均分的转子电角度差值，F为将一个转子电周期对应的转子电角度0°到360°区间按照l差值均分得到的转子电角度个数，将转子电角度数组B中的F个转子电角度记为θ_m，m为转子电角度数组B中转子电角度θ_m按从小到大排序所对应的转子电角度序列号，m＝0,1,…F；

将开关磁阻电机磁链范围均分为G份，得到磁链数组R，R＝{ψ_n|ψ_n＝n*p，n＝0,1,…G}，0≤ψ_n≤ψ_max，其中p为磁链均分的磁链差值，G为磁链按照p差值均分得到的磁链个数，将磁链数组R中的G个磁链记为ψ_n，n为磁链数组R中的磁链ψ_n按从小到大排序所对应的磁链序列号，n＝0,1,…G，ψ_max为开关磁阻电机所允许的最大磁链；

根据转子电角度数组B和磁链数组R获取开关磁阻电机相电流数组A，A＝{i_m,n|m＝0,1,…F；n＝0,1,…G}，i_m,n为转子电角度θ_m和磁链ψ_n所对应的相电流；

步骤2，采样与设定

设定开关磁阻电机的开通角θ_on、关断角θ_off和参考电流I_ref；

根据开关磁阻电机运转时位置传感器采集得到当前k时刻电机转子电角度θ(k)，电流传感器采集得到当前k时刻相电流i_x(k)，x＝a,b,c，记录当前k时刻输出三相PWM占空比τ_x(k)，x＝a,b,c；记录前一控制周期(k-1)时刻得到的(k-1)时刻三相磁链ψ_x(k-1)，x＝a,b,c；记录前一控制周期(k-1)时刻采样得到的相电流i_x(k-1)，x＝a,b,c；记录当前k时刻驱动状态Q_x，x＝a,b,c，

Q_x＝1，表示当前k时刻电机第x相驱动状态为励磁状态；

Q_x＝0，表示当前k时刻电机第x相驱动状态为零电压续流；

Q_x＝-1，表示当前k时刻电机第x相驱动状态为退磁状态；

其中x表示开关磁阻电机三相电路，即a相，b相，c相；

作为具体实例，步骤2中当前k时刻电机转子电角度θ(k)通过旋转变压器获得；当前k时刻三相电流值i_x(k)通过霍尔元件采样获得，x＝a,b,c，x表示开关磁阻电机三相电路，即a相，b相，c相。

步骤3，导通相判断

利用步骤2中得到当前k时刻电机转子电角度θ(k)以及设定的开通角θ_on和设定的关断角θ_off，经过换相控制单元确定开关磁阻电机的导通相，具体的，换相控制单元根据开关磁阻电机第x相对应的当前k时刻电机转子电角度θ(k)，判断此开关磁阻电机第x相是否处于导通区间：当前k时刻电机转子电角度θ(k)位于开通角θ_on和关断角θ_off之间时，开关磁阻电机第x相处于导通区间，即第x相为导通相，记为导通相x，x＝a,b,c，否则为关断区间，并记录导通区间信号M_x，x＝a,b,c；

如果开关磁阻电机第x相处于导通区间，M_x＝1，

如果开关磁阻电机第x相处于关断区间，M_x＝0。

步骤4，计算当前时刻磁链

利用步骤2中得到的当前k时刻三相PWM占空比τ_x(k)、(k-1)时刻三相磁链ψ_x(k-1)、(k-1)时刻相电流i_x(k-1)，当前k时刻驱动状态Q_x，计算由步骤3所确定的开关磁阻电机导通相x所对应的当前k时刻反馈磁链ψ_x(k)，x＝a,b,c，

ψ_x(k)＝ψ_x(k-1)+[Q_xU_dc-R_xi_x(k-1)]τ_x(k)T_s，

其中U_dc为直流母线电压，T_s为控制周期，R_x为开关磁阻电机第x相的电阻值。

步骤5，确定下一控制周期驱动状态

先根据步骤3中确定的导通相x的当前k时刻相电流i_x(k)与步骤2中设定的参考电流I_ref，得到导通相x的当前k时刻相电流偏差Δi_x(k)，Δi_x(k)＝I_ref－i_x(k)，x＝a,b,c，然后由导通相x当前k时刻相电流偏差Δi_x(k)判断下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D，

Δi_x(k)＞0，则下一控制周期(k+1)时刻需要励磁，D＝1；

Δi_x(k)＝0，则下一控制周期(k+1)时刻需要零电压续流，D＝0；

Δi_x(k)＜0，则下一控制周期(k+1)时刻需要退磁，D＝-1。

步骤6，PWM占空比划分

在导通相x的PWM占空比0到1范围内取Z个互异的值，得到PWM占空比数组J，J＝{J_h|h＝0,1,2…(Z-1)}，0≤J_h≤1，Z为PWM占空比0到1范围内取值的个数，将PWM占空比数组J中的每一个PWM占空比定义为J_h，h表示PWM占空比数组J中的PWM占空比J_h的占空比序列号，h＝0,1,2…(z-1)。步骤6导通相x的PWM占空比0到1范围中可以任意取Z个值，作为具体实例，导通相x的PWM占空比0到1范围内等差取11个值，则得到PWM占空比数组J，J＝{J_h|h＝0,1,2…10},PWM占空比数组J中，J₀＝0，J₁＝0.1，J₂＝0.2，J₃＝0.3，J₄＝0.4，J₅＝0.5，J₆＝0.6，J₇＝0.7，J₈＝0.8，J₉＝0.9，J₁₀＝1。

步骤7，预测下一控制周期转子位置和不同PWM占空比下对应磁链

由步骤3中确定的导通相x当前k时刻相电流i_x(k)、步骤4得到的导通相x当前k时刻的磁链ψ_x(k)、步骤5得到的下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和步骤6中得到的PWM占空比数组J，预测下一控制周期导通相x在驱动状态D状态下，每一个PWM占空比数组J中的PWM占空比J_h对应的磁链ψ_x(h,D)(k+1)和下一控制周期(k+1)时刻转子电角度θ_x(k+1)；

ψ_x(h,D)(k+1)＝ψ_x(k)+[DU_dc-R_x i_x(k)]J_hT_s

θ_x(k+1)＝θ_x(k)+Δθ

其中，D＝1,0,-1，h＝0,1,…,Z-1，x＝a,b,c，Δθ为一个控制周期内转子转过的电角度，即两次转子电角度采样值之差。

步骤8，找出不同PWM占空比对应的下一控制周期电流的最小相电流偏差

根据步骤5得到的下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和步骤7得到的PWM占空比J_h下的磁链ψ_x(h,D)(k+1)和下一控制周期(k+1)时刻转子电角度θ_x(k+1)，使用步骤1中得到的开关磁阻电机相电流数组A、转子电角度数组B和磁链数组R确定下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和PWM占空比J_h下的相电流i_x(h,D)(k+1)；然后通过公式Δi_x(h,D)(k+1)＝|I_ref-i_x(h,D)(k+1)|求得下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和PWM占空比J_h下的相电流偏差Δi_x(h,D)(k+1)，其中D＝1,0,-1，h＝0,1,…,Z-1，x＝a,b,c；找出最小相电流偏差，并记为Δi_x(h,D)(k+1)min。

其中，确定下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和PWM占空比J_h下的相电流i_x(h,D)(k+1)的具体步骤如下：

(1)确定转子电角度θ_x(k+1)在步骤1中得到的转子电角度数组B中所处的区间，即确定转子电角度序列号m，使得θ_m≤θ_x(k+1)<θ_m+1；

(2)确定磁链ψ_x(h,D)(k+1)在步骤1中得到的磁链数组R中所处的区间，即确定磁链序列号n，使得ψ_n≤ψ_x(h,D)(k+1)<ψ_n+1；

(3)确定步骤1中得到的开关磁阻电机相电流数组A中的相电流i_m,n，i_m+1,n，i_m,n+1，i_m+1,n+1，m为上述(1)中所确定的转子电角度序列号，n上述(2)中所确定的磁链序列号；

(4)通过下式(1)，式(2)，式(3)计算得到下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和PWM占空比J_h下的相电流i_x(h,D)(k+1)：

将式(1)，式(2)带入式(3)即可求得下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和PWM占空比J_h下的相电流i_x(h,D)(k+1)；其中i₁为转子电角度为θ_x(k+1)且磁链为ψ_n所对应的相电流，i₂为转子电角度为θ_x(k+1)且磁链为ψ_n+1所对应的相电流。

步骤9，确定下一控制周期最优PWM占空比

根据步骤8得到最小相电流偏差Δi_x(h,D)(k+1)min，最小相电流偏差Δi_x(h,D)(k+1)min对应的PWM占空比J_h即为下一控制周期(k+1)时刻的最优PWM占空比，记为最优PWM占空比τ。

步骤10，输出最优PWM占空比和驱动状态对应的脉冲信号，控制开关磁阻电机

根据步骤5确定的下一控制周期(k+1)时刻驱动状态D和步骤9所确定的下一控制周期(k+1)时刻最优PWM占空比τ以及步骤3所确定的导通相x，经过PWM占空比转脉冲信号模块输出对应的脉冲信号S_x，x＝a,b,c，并实施对功率变换器的控制。

进一步的，作为具体实例，脉冲信号S_x代表三相开关磁阻电机每相开关管对应的脉冲驱动信号，x＝a,b,c，如图4所示，三相开关磁阻的非对称桥变换器每相对应两个开关管，控制每相的两个开关管对应两个脉冲信号，即脉冲信号S_x1和S_x2，所以三相开关磁阻电机的非对称桥变换器总计有6个脉冲信号，分别为S_a1、S_a2、S_b1、S_b2、S_c1、S_c2。根据步骤5所确定的驱动状态和步骤9获得的最优PWM占空比τ以及步骤3所确定的导通相x经过PWM占空比转脉冲信号模块输出对应的脉冲信号S_x1、S_x2，其方法如下：

(1)根据步骤5所确定的驱动状态和步骤9获得的最优PWM占空比τ以及步骤3所确定的导通相x，确定6个开关管T_a1、T_a2、T_b1、T_b2、T_c1、T_c2对应的PWM占空比，方法如表1所示：

表1

(2)将上述(1)中确定的6个开关管T_a1、T_a2、T_b1、T_b2、T_c1、T_c2对应的PWM占空比转成对应的脉冲信号S_a1、S_a2、S_b1、S_b2、S_c1、S_c2，且非导通相对应的开关管保持关断。以a相为例，若a相为导通相，根据步骤5所确定的驱动状态D和步骤9获得的最优PWM占空比τ，经过占空比转脉冲信号模块输出对应的脉冲信号S_a1、S_a2，。，图5给出了本实施例中的三相非对称桥变换器a相在励磁、退磁和零电压续流三种驱动状态下，a相两个开关管T_a1和T_a2对应的PWM占空比转脉冲控制信号S_a1和S_a2的示意图

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本对本发明做任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。