一种具有双向同步整流和死区自调节的变换器电路的制作方法

本发明涉及一种变换器电路，具体是一种具有双向同步整流和死区自调节的变换器电路。

背景技术：

dc/dc变换器作为实现不同直流电压的转换，一般传统的dc/dc变换器为单向转换以及非隔离的buck-boost拓扑的dc/dc变换。现为满足储能，能源的充分利用。在车载以及，电池化成方面，dc/dc双向变换已经迫切需要，传统的非隔离型dc/dc变换器，由于不具备电气隔离在安全方面存在隐患，故隔离型dc/dc双向变换器成为主要研究对象。

dc/dc变换器中以llc拓扑最为优先，llc拓扑有着几乎全范围内能实现zvs，并在f＜fr(谐振频率)副边整流管能实现zcs，其控制方式为pfm，作为天生的抖频模式，可改善电路的emc。如图1为传统全桥llcdc/dc变换器，为单向的二极管整流方式。

如图2所示，为llcdc/dc变换器同步整流。传统的二极管整流，在低压大电流输出情况下，二极管的导通损耗占的比例大，使得电路效率难以调整，损耗的增加又带来了散热难度，需要增加相应的散热措施，增加了散热成本，模块化体积也难以做小，并降低了电路可靠性，同时实现不了dc/dc双向变换的功能。

dc/dc变换器若采用同步整流，则可减少整流管带来的导通损耗，提高了电路效率，散热成本降低，电路功率密度也可做高，同时还能实现dc/dc双向变换功能。

llcdc/dc变换器同步整流，其带来了一些问题如在f＜fr，以及p＜po(额定功率)条件下，同步整流技术会带来电流反灌问题。电流反灌问题会使得，副边管子关断时出现vds尖峰应力以及副边关断损耗增加，同时耦合至原边使得原边通过体二极管电流回馈，原边管子体二极管的反向恢复可能会造成原边瞬间短路，这可能造成原边管子损坏。这大大降低了电路可靠性，防反灌技术必须实现。图2为一般的llcdc/dc同步整流简构图。

副边q5-q8的驱动是通过同步整流ic检测相应管子的vds之间电压，通过vds之间电压比较来控制q5-q8的驱动。其只能实现单向的dc/dc变换，无法实现dc/dc双向变换，并存在有可能在高压轻载或低压重载下实现不了zvs软开关，这与死区时间的设置有关。

对于传统的llc-dc/dc变换大都采用定死区时间控制，但对于llc而言，其在低压重载与高压轻载情况下，所需要实现zvs软开关的时间相差大，单靠定死区时间恐无法满足真正的全范围内的软开关，同时定死区时间在一定程度上又影响了电路效率。

如图3所示，是llcdc/dc变换器同步整流以及死区调节方案，该方案对llc电路进行了死区的调节，使其在全范围内实现了zvs，同时实现了同步整流防反灌。但其采用的是dsp算法通过副边输出功率以及开关频率f的作用下进行死区调节。

这只能实现dc/dc单向变换功能，并死区的调节采用dsp控制，加大了控制的复杂性，尤其在进行双向dc/dc变换下，更加复杂。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种具有双向同步整流和死区自调节的变换器电路，以解决上述背景技术中提出的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种具有双向同步整流和死区自调节的变换器电路，包括左右对称的v1侧电路和v2侧电路，所述v1侧电路包括mos管q1、mos管q2、mos管q3和mos管q4，v2侧电路包括mos管q5、mos管q6、mos管q7和mos管q8，mos管q1的漏极连接mos管q2的漏极、电容ca和电压v1，mos管q1的漏极连接电容cr、mos管q3的漏极和同步整流ic1，mos管q2的源极连接变压器t1的绕组lm、mos管q4的漏极和同步整流ic1，mos管q1的栅极连接mos管q4的栅极和驱动信号vg14，mos管q2的栅极连接mos管q3的栅极、mos管q17的漏极、二极管d2的阴极、mos管q15的漏极、二极管d1的阴极和驱动信号vg23，同步整流ic1还连接与门u1的输入端、二极管d1的阳极和mos管q15，mos管q15的栅极连接电容c5、电阻r1和三极管q16的源极，三极管q16的基极连接与门u1的另一个输入端和非门f1的输出端，与门u1的输出端连接dsp，二极管d2的阳极连接mos管q17的源极和与门u2的输出端，与门u2的一个输入端连接非门f2，与门u2的另一个输入端连接dsp的dsp的输出信号vg4，mos管q17的栅极连接电阻r2、三极管q18的集电极和电容c6，三极管q18的基极连接dsp的输出信号fig1，mos管q5的漏极连接mos管q6的漏极、电容cb和电压v2，mos管q7的漏极连接电容cb、mos管q8的漏极和同步整流ic2，mos管q6的漏极连接变压器t1、mos管q8的漏极和同步整流ic2，mos管q5的栅极连接mos管q8的栅极、二极管d4的阴极、mos管q13的漏极、二极管d3的阴极、mos管q11的漏极和驱动信号vg58，mos管q6的栅极连接mos管q7的栅极和驱动信号vg67，同步整流ic2还连接与门u1的输入端、二极管d3的阳极和mos管q11，mos管q11的栅极连接三极管q12的源极，三极管q12的基极连接与门u1的另一个输入端和非门f3的输出端，与门u3的输出端连接dsp，二极管d4的阳极连接mos管q13的源极和与门u4的输出端，与门u4的一个输入端连接非门f3，与门u2的另一个输入端连接dsp的dsp的输出信号vg2，mos管q13的栅极连接三极管q14的集电极，三极管q14的基极连接非门u3的输出端。

作为本发明再进一步的方案：所述三极管q16、三极管q17、三极管q12和三极管q14均为n型三极管。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：1.所述发明专利，在双向dc/dc变换，提出了怎么样去控制双向变换状态下实现同步整流技术，针对llc拓扑实现双向同步整流，解决了dc/dc双向变换下的同步整流防反灌问题，同时利用双向同步整流技术，很好的实现了死去时间的自调节，解决了llc定死区时间控制在极限态下可能实现不了zvs。这既实现双向同步整流防反灌同时实现死区调节，大大提高了电路的效率，可靠性，使得llc效率做到最优化，也改善了emc问题。2、由于在输入电压较高时(若果是未经改进的电路，适用于小于200v的场合)，同步整流ic受电压的影响，提出一种高压侧不进行同步整流采用体二极管进行整流，增加逻辑控制，满足了电路适用于高低压条件，控制实现简便。

附图说明

图1为现有技术1的电路图。

图2为现有技术2的电路图。

图3为现有技术3的电路图。

图4为本发明的电路图。

图5为本发明一种实施例电路图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参阅图4，本发明实施例中，本发明提出一种具有双向同步整流和死区自调节的变换器电路，包括左右对称的v1侧电路和v2侧电路，所述v1侧电路包括mos管q1、mos管q2、mos管q3和mos管q4，v2侧电路包括mos管q5、mos管q6、mos管q7和mos管q8，mos管q1的漏极连接mos管q2的漏极、电容ca和电压v1，mos管q1的漏极连接电容cr、mos管q3的漏极和同步整流ic1，mos管q2的源极连接变压器t1的绕组lm、mos管q4的漏极和同步整流ic1，mos管q1的栅极连接mos管q4的栅极和驱动信号vg14，mos管q2的栅极连接mos管q3的栅极、mos管q17的漏极、二极管d2的阴极、mos管q15的漏极、二极管d1的阴极和驱动信号vg23，同步整流ic1还连接与门u1的输入端、二极管d1的阳极和mos管q15，mos管q15的栅极连接电容c5、电阻r1和三极管q16的源极，三极管q16的基极连接与门u1的另一个输入端和非门f1的输出端，与门u1的输出端连接dsp，二极管d2的阳极连接mos管q17的源极和与门u2的输出端，与门u2的一个输入端连接非门f2，与门u2的另一个输入端连接dsp的dsp的输出信号vg4，mos管q17的栅极连接电阻r2、三极管q18的集电极和电容c6，三极管q18的基极连接dsp的输出信号fig1，mos管q5的漏极连接mos管q6的漏极、电容cb和电压v2，mos管q7的漏极连接电容cb、mos管q8的漏极和同步整流ic2，mos管q6的漏极连接变压器t1、mos管q8的漏极和同步整流ic2，mos管q5的栅极连接mos管q8的栅极、二极管d4的阴极、mos管q13的漏极、二极管d3的阴极、mos管q11的漏极和驱动信号vg58，mos管q6的栅极连接mos管q7的栅极和驱动信号vg67，同步整流ic2还连接与门u1的输入端、二极管d3的阳极和mos管q11，mos管q11的栅极连接三极管q12的源极，三极管q12的基极连接与门u1的另一个输入端和非门f3的输出端，与门u3的输出端连接dsp，二极管d4的阳极连接mos管q13的源极和与门u4的输出端，与门u4的一个输入端连接非门f3，与门u2的另一个输入端连接dsp的dsp的输出信号vg2，mos管q13的栅极连接三极管q14的集电极，三极管q14的基极连接非门u3的输出端。

三极管q16、三极管q17、三极管q12和三极管q14均为n型三极管。

本发明的工作原理是：由于是dc/dc双向变换器，所以针对双向，设置一个标志位信号fig1，通过工作不同的方向对标志位信号fig1幅值不一样，以高低电平为例。

如电路工作在v1→v2时，fig1＝0；工作在v2→v1时，fig1＝1；同步整流ic采用ir公司或on系列的都可以，其原理是；vd＜vs，输出高电平；vd>vs，输出低电平。以q3，q8管子作为分析对象，q4，q7管子的工作原理与q3，q8相同。

1：工作在v1→v2条件下，dsp判断，给出fig1＝0。

在v1侧，q16导通，q15关断，q17导通，q18关断；vg14与vg23驱动直接由dsp发出。q3管子检测到vd>vs，vg6为低电平，vg23驱动信号跟随vg5，vg5信号跟随dsp发出的vg4信号。

假设在某一时刻q1，q4关断，q2，q3驱动还未到来，v1侧电流续流，电流经q2，q3的体二极管流通，同步整流ic检测到q3d-s两端电压vd＜vs，vg6为高电平，vg6经二极管d1导通，vg6经二极管d1直接给q2，q3为高电平驱动，使得q2，q3管子在zvs实现之后立刻导通。vg6与fig1非门信号经与门输出高电平给dsp，dsp捕捉到高电平，立刻发出vg4信号，q2，q3管子驱动，实现在电流流经q2，q3体二极管至电流到零那段时间内，dsp发出的vg4信号能立刻接替vg6信号。

在v2侧，q12关断，q11导通，检测q8管子d-s两端电压vs>vd，vg1为高电平；q14开通，q13关断，vg3为低电平；vg58的驱动信号跟随vg1。2：工作在v2→v1条件下，dsp判断，给出fig1＝1。

在v2侧，q12导通，q11关断，q14关断，q13导通；vg58与vg67驱动直接由dsp发出。q8管子检测到vd>vs，vg1为低电平，vg58驱动信号跟随vg3，vg3信号跟随dsp发出的vg2信号。

假设在某一时刻q6，q7关断，q5，q8驱动还未到来，v2侧电流续流，电流经q5，q8的体二极管流通，同步整流ic检测到q8d-s两端电压vd＜vs，vg1为高电平，vg1经二极管d3导通，vg1经二极管d3直接给q8，q8为高电平驱动，使得q5，q8管子在zvs实现之后立刻导通。vg1与fig1信号经与门输出高电平给dsp，dsp捕捉到高电平，立刻发出vg2信号，q5，q8管子驱动，实现在电流流经q5，q8体二极管至电流到零那段时间内，dsp发出的vg2信号能立刻接替vg1信号。

在v1侧，q16关断，q15导通，检测q3管子d-s两端电压vs>vd，vg6为高电平；q18开通，q17关断，vg5为低电平；vg23的驱动信号跟随vg6。

在低压电压小于200v工作的场合下，实行图4电路控制策略，对dc/dc双向变换llc，解决其电流倒灌，并解决llc在定死区控制下的可能实现不了软开关的问题，采用自动调节死区，其可实现全范围内zvs软开关，将电路效率提高。采用dsp软件参与信号控制，能灵活控制双向工作模态。

如图5所示，为本发明的另外一种实施方式。由于同步整流ic受i/o电压的限制，在高压场合，高压侧不实行同步整流，选用体二极管反向恢复时间短的管子，这对效率会有影响，但控制相对于简便多了。通过对高压侧实行电压检测，将检测电压的信号与标志位信号fig1进行逻辑变换，使得在ov＝0，fig1＝1，这个状态下，q＝0，其他状态q＝1。其他部分与图4的实施例部分相同。

对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。

此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。