NEXT系列AC‑DC电源开关电路的制作方法

本发明涉及电源设计领域，尤其涉及NEXT系列AC-DC电源开关电路。

背景技术：

提高电源的效率是一个开关电源设计者的不懈追求，为了提高开关电源的效率，必须减少开关电源的损耗。开关电源的三大损耗是功率器件的开关损耗、变压器的变换损耗和整流部分的变流损耗。变压器的变换损耗难以运用新的电路结构来突破，因此从剩下两个部分入手：运用LLC谐振电路，能有效减少功率器件的开关损耗；运用同步整流技术，能大幅度减少整流部分的变流损耗。

传统硬开关具有很大的开题损耗和关断损耗，LLC谐振转换器相比传统PWM软开关优势非常明显，能实现原边侧开关零电压ZVS开通，副边侧整流管零电流ZCS关断的软开关技术。并且其具有开关频率可高频化，功率密度大，效率高，输入电压范围宽，方便使用磁集成技术等优点。除此之外，谐振电路在高压电路中，其效率会提升，同时其空载工作能力强，在LLC谐振槽路中加入电流反馈后，能有效反映负载轻重的能力和提高动态响应。随着数字控制芯片性能的不断提升及相关芯片的增多，LLC谐振变换器能采用的方案也更多[3]，设计也更加灵活，可以明显地简化谐振电路，提高谐振变换器的性能和集成度。在不同的负载下，LLC谐振变换器的效率常常能达到90%以上，最高可达97%的效率。

在目前LLC控制模式中，普遍运用的是电压模式。但是，由于是在电源输出端采用的电压反馈，并没有直接连接到初级端电流，所以需要添加额外的电路系统以提供过载及短路保护。当输入输出产生瞬态变化时，瞬态响应速度比较慢。而且，在没有电流前馈的情况下，LLC前级误差干扰得不到及时控制芯片的及时处理，容易影响软开关的实现。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明基于LLC半桥谐振和同步整流技术，实现了一种高效率的AC/DC开关电源开关电路，该开关电路具有效率高、发热量小、稳定性好，体积小等优点，通过调整参数可以得到不同的输出电压和功率，满足电动汽车、安防设备电脑适配器等多个领域的需求。

本发明通过以下技术手段解决上述问题：

NEXT系列AC-DC电源开关电路，其特征在于，包括输入端、EMI滤波模块、LLC模块、同步整流模块、输出滤波模块、输出端、LLC驱动模块、电流检测模块、整流驱动模块、辅助电源模块、控制模块和电压检测模块；

所述输入端依次通过EMI滤波模块、LLC模块、同步整流模块和输出滤波模块连接所述输出端；

所述电流检测模块的输入口连接在所述LLC模块与同步整流模块的连接电路上，所述电流检测模块的输出口连接所述控制模块；

所述控制模块通过LLC驱动模块连接LLC模块，所述控制模块通过整流驱动模块连接同步整流模块；

所述辅助电源模块的输入口连接所述EMI滤波模块，所述辅助电源模块的输出口分别连接所述LLC驱动模块、整流驱动模块和控制模块；

所述电压检测模块的输入口连接在所述输出滤波模块与输出端的连接电路上，所述电压检测模块的输出口连接所述控制模块。

进一步的，所述LLC模块包括第一开关管、第二开关管、第一三极管、第二三极管、VI+端口、GH端口、SH端口、GL端口和第一正激变压器；

所述VI+端口连接所述第一开关管的漏极，所述第一开关管的源极分别连接所述第一正激变压器的初级异名端和第二开关管的漏极，所述GH端口通过第一电阻连接第一二极管的阳极，所述第一二极管的阴极连接所述第一开关管的栅极，所述GH端口通过第二电阻连接第一三极管的基极，所述第一三极管的集电极连接所述第一二极管的阴极，所述第一三极管的发射极连接所述SH端口，所述第二二极管的阳极连接GH端口，所述第二二极管的阴极连接第一三极管的基极，所述SH端口通过第三电阻连接第一开关管的栅极；

所述第一变压器初级异名端连接所述第二开关管的漏极，所述第二开关管的源极通过第一电容连接所述第一变压器初级同名端，所述GL端口通过第四电阻连接第三二极管的阳极，所述第三二极管的阴极连接第二开关管的栅极，所述GL端口通过第五电阻连接第二三极管的基极，所述第二三极管的发射极分别连接第二开关管的源极与地，所述第二三极管的集电极连接第二开关管的栅极，所述第四二极管的阳极连接GL端口，所述第四二极管的阴极连接所述第二三极管的基极，所述第二开关管的栅极与源极之间串联有第六电阻。

进一步的，所述同步整流模块包括第三开关管、第四开关管、SR2G端口、SR1DS端口、SR1G端口、VO+端口和VO-端口，所述第三开关管的源极连接所述第一变压器的次级同名端，所述第三开关管的漏极连接VO-端口，所述第三开关管的栅极与漏极之间串联有第七电阻，所述SR2G端口通过第八电阻连接所述第三开关管的栅极，所述SR2G端口连接第五二极管的阴极，所述第五二极管的阳极连接所述第三开关管的栅极；

所述SR1DS端口通过第九电阻连接所述第一变压器的次级同名端，所述SR1DS端口通过第十电阻连接VO-端口，所述第十电阻并联有第二电容；

所述第四开关管的源极连接所述第一变压器的次级异名端，所述第四开关管的漏极连接VO-端口，所述第四开关管的栅极与漏极之间串联有第十一电阻，所述SR1G端口通过第十二电阻连接所述第四开关管的栅极，所述SR1G端口连接第六二极管的阴极，所述第六二极管的阳极连接所述第四开关管的栅极。

进一步的，所述EMI滤波模块包括AC+端口、AC-端口、第二变压器、整流器和负温度系数热敏电阻，所述AC+端口和AC-端口之间并联有第三电容和第四电容，所述AC+端口和AC-端口分别连接第二变压器的同名端，第五电容和第六电容串联后并联在所述第二变压器的异名端之间，所述第二变压器的异名端并联有第七电容，第二变压器的异名端连接所述整流器的输入端，所述整流器的第一输出端通过负温度系数热敏电阻连接VI+端口，所述整流器的第二输出端接地，所述VI+端口与地之间连接有第八电容。

进一步的，所述LLC驱动模块包括第三变压器、第三三极管、第四三极管、第五三极管和第六三极管，所述控制模块的PROUT1端口分别通过第十三电阻、第十五电阻连接所述第三三极管的基极、第五三极管的基极，所述控制模块的PROUT2端口分别通过第十四电阻、第十七电阻连接所述第四三极管的基极、第六三极管的基极；所述第三三极管的集电极连接第四三极管的发射极；所述第三三极管的发射电极连接所述第五三极管的集电极，所述第五三极管的发射极连接所述第六三极管的集电极，所述第六三极管的发射极连接第四三极管的集电极；所述第三三极管的集电极通过第九电容接地，所述第三三极管的集电极通过第十六电阻连接所述辅助电源，所述第三变压器的初级同名端连接所述第三三极管的发射极，所述第三变压器的初级异名端连接所述第四三极管的集电极；所述第三变压器的第一次级同名端连接GL端口，所述第三变压器的第一次级异名端接地，所述第三变压器的第二次级同名端连接GH端口，所述第三变压器的第二次级异名端连接SH端口。

进一步的，所述整流驱动模块包括第四变压器、第七三极管、第八三极管、第九三极管和第十三极管，所述控制模块的PROUT3端口分别通过第十八电阻、第二十电阻连接所述第七三极管的基极、第九三极管的基极，所述控制模块的PROUT4端口分别通过第十九电阻、第二十一电阻连接所述第八三极管的基极、第十三极管的基极；所述第七三极管的集电极连接第八三极管的发射极；所述第七三极管的发射电极连接所述第九三极管的集电极，所述第九三极管的发射极连接所述第十三极管的集电极，所述第十三极管的发射极连接第八三极管的集电极；所述第七三极管的集电极通过第十电容接地，所述第七三极管的集电极通过第二十二电阻连接所述辅助电源，所述第四变压器的初级同名端连接所述第七三极管的发射极，所述第四变压器的初级异名端连接所述第八三极管的集电极；所述第四变压器的第一次级同名端连接SR1G端口，所述第四变压器的第一次级异名端接地，所述第四变压器的第二次级同名端连接SR2G端口，所述第四变压器的第二次级异名端接地。

进一步的，所述控制模块采用峰值电流型作为 LLC 的控制模式，所述控制模块采用电荷电流控制，在控制模块内部集成了一个斜坡补偿信号，通过比较开关电流的总电荷(积分开关电流)的控制电压来调节开关频率。

进一步的，所述控制模块采用混合动力控制，在轻负荷时使用脉宽调制且关闭同步整流模块；在重载时，使用脉冲频率调制模式。

进一步的，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管均采用为N沟道增强型MOS管；所述整流器为RS809型整流器；所述第三三极管、第五三极管、第七三极管和第九三极管均采用NPN型三极管，所述第四三极管、第六三极管、第八三极管和第十三极管均采用PNP型三极管；所述控制模块采用FAN7688型控制芯片。

本发明的NEXT系列AC-DC电源开关电路具有以下有益效果：

本发明公开了NEXT系列AC-DC电源开关电路，属于电源设计领域，该电源开关电路包括输入端、EMI滤波模块、LLC模块、同步整流模块、输出滤波模块、输出端、LLC驱动模块、电流检测模块、整流驱动模块、辅助电源模块、控制模块和电压检测模块；输入端依次通过EMI滤波模块、LLC模块、同步整流模块和输出滤波模块连接输出端。本发明基于LLC半桥谐振和同步整流技术，实现了一种高效率的AC/DC开关电源开关电路，该开关电路具有效率高、发热量小、稳定性好，体积小等优点，通过调整参数可以得到不同的输出电压和功率，满足电动汽车、安防设备电脑适配器等多个领域的需求。

本发明采用电流模式控制，针对负载瞬态不仅能进行更快速的输出调节，而且还能简化控制回路，可使电源设计更简便。在动态负载响应方面，电流模式LLC比电压模式LLC提供更低压降、更低过冲和更快稳定响应；在线形纹波抑制方面，电流模式LLC控制抑制线性纹波比电压模式好5倍，其输出电压纹波甚至可以忽略不计；在线形瞬态方面，电流模式LLC控制提供较电压模式控制小10倍的过冲和小10倍的压降。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步描述。

图1是本发明提供的NEXT系列AC-DC电源开关电路的电路连接示意图；

图2是本发明提供的LLC模块的电路连接示意图；

图3是本发明提供的同步整流模块的电路连接示意图；

图4是本发明提供的EMI滤波模块的电路连接示意图；

图5是本发明提供的LLC驱动模块的电路连接示意图；

图6是本发明提供的整流驱动模块的电路连接示意图；

图7是本发明提供的电流检测模块的电路连接示意图；

图8是本发明提供的电压检测模块的电路连接示意图；

图9是本发明的辅助电源的电路连接示意图。

具体实施方式

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

以下将结合附图对本发明进行详细说明，参见图1是本发明提供的NEXT系列AC-DC电源开关电路的原理示意图，该开关电路包括输入端、EMI滤波模块、LLC模块、同步整流模块、输出滤波模块、输出端、LLC驱动模块、电流检测模块、整流驱动模块、辅助电源模块、控制模块和电压检测模块；所述输入端依次通过EMI滤波模块、LLC模块、同步整流模块和输出滤波模块连接所述输出端；所述电流检测模块的输入口连接在所述LLC模块与同步整流模块的连接电路上，所述电流检测模块的输出口连接所述控制模块；所述控制模块通过LLC驱动模块连接LLC模块，所述控制模块通过整流驱动模块连接同步整流模块；所述辅助电源模块的输入口连接所述EMI滤波模块，所述辅助电源模块的输出口分别连接所述LLC驱动模块、整流驱动模块和控制模块；所述电压检测模块的输入口连接在所述输出滤波模块与输出端的连接电路上，所述电压检测模块的输出口连接所述控制模块。

具体的，控制模块的信号经过驱动电路的放大后，将控制LLC和SR的开关管，使LLC能够实现零电压导通和零电流关断，使同步整流能够完成。在LLC与主变压器之间会有一个电流检测电路，将电流信息传给控制模块，让控制模块能够对电源进行过流保护以及很好的控制LLC。最后，在电路的输出部分有电压反馈会控制模块。

图2是本发明提供的LLC模块的电路连接示意图，所述LLC模块包括第一开关管、第二开关管、第一三极管、第二三极管、VI+端口、GH端口、SH端口、GL端口和第一正激变压器；

所述VI+端口连接所述第一开关管的漏极，所述第一开关管的源极分别连接所述第一正激变压器的初级异名端和第二开关管的漏极，所述GH端口通过第一电阻连接第一二极管的阳极，所述第一二极管的阴极连接所述第一开关管的栅极，所述GH端口通过第二电阻连接第一三极管的基极，所述第一三极管的集电极连接所述第一二极管的阴极，所述第一三极管的发射极连接所述SH端口，所述第二二极管的阳极连接GH端口，所述第二二极管的阴极连接第一三极管的基极，所述SH端口通过第三电阻连接第一开关管的栅极；

所述第一变压器初级异名端连接所述第二开关管的漏极，所述第二开关管的源极通过第一电容连接所述第一变压器初级同名端，所述GL端口通过第四电阻连接第三二极管的阳极，所述第三二极管的阴极连接第二开关管的栅极，所述GL端口通过第五电阻连接第二三极管的基极，所述第二三极管的发射极分别连接第二开关管的源极与地，所述第二三极管的集电极连接第二开关管的栅极，所述第四二极管的阳极连接GL端口，所述第四二极管的阴极连接所述第二三极管的基极，所述第二开关管的栅极与源极之间串联有第六电阻。

具体的，第一开关管、第二开关管为开关管MOSFET，GH端口、SH端口是来自控制模块的驱动信号，经第一三极管、第二三极管S8550放大后驱动。第一电容为谐振电容，变压器初级为励磁电感，并把初级漏磁电感用于谐振电感，这样可以节省一个磁性器件。

图3是本发明提供的同步整流模块的电路连接示意图，所述同步整流模块包括第三开关管、第四开关管、SR2G端口、SR1DS端口、SR1G端口、VO+端口和VO-端口，所述第三开关管的源极连接所述第一变压器的次级同名端，所述第三开关管的漏极连接VO-端口，所述第三开关管的栅极与漏极之间串联有第七电阻，所述SR2G端口通过第八电阻连接所述第三开关管的栅极，所述SR2G端口连接第五二极管的阴极，所述第五二极管的阳极连接所述第三开关管的栅极；

所述SR1DS端口通过第九电阻连接所述第一变压器的次级同名端，所述SR1DS端口通过第十电阻连接VO-端口，所述第十电阻并联有第二电容；

所述第四开关管的源极连接所述第一变压器的次级异名端，所述第四开关管的漏极连接VO-端口，所述第四开关管的栅极与漏极之间串联有第十一电阻，所述SR1G端口通过第十二电阻连接所述第四开关管的栅极，所述SR1G端口连接第六二极管的阴极，所述第六二极管的阳极连接所述第四开关管的栅极。

实际工作时，控制模块的PROUT3端口和PROUT4端口用于控制SR开关管的驱动信号，SR1DS是SR1的开关管的漏极源极之间的电压反馈。对于SR1和SR2每个开关周期的同步整流传导时间，使用单一引脚(SR1DS引脚)测量。当SR运行时，SR1DS电压是0或者高电压的。然而，SR1DS会在电压变化时，快速切换转换。当所有SR开关管关闭时，SR1DS电压会振荡。当SR1DS电压变化的速度在上升边缘超过0.25V/100ns，或者在下降沿超过0.2V/100ns，SR传导状态的切换转换会被检测。基于检测的开关转换，FAN7688会预测在下一个SR开关周期电流零交点瞬时，在交点瞬时，SR1DS电压跳变，SR启动。

具体的，SR1DS端口是SR的电压检测，将检测到的SR的漏极电压传回控制模块，让控制模块对SR的驱动信号做出适当的调整。当正信号从变压器来时，SR2G端口也为正，门极电压高于源极电压，第三开关管导通，产生输出电压；此时SR1G端口为负，第四开关管关断。当负信号从变压器来时，SR2G端口关断，第三开关管关断，此时SR2G端口为正，导通第四开关管，输出电压为上正下负。在SR1G端口和SR2G端口导通之间，为防止同时导通，存在很小的死区时间。而驱动信号SR1GSR2G端口和SR2GSR2G端口的频率和输入电压相同，即与前级开关管的驱动信号相对应，保证正常工作。

图4是本发明提供的EMI滤波模块的电路连接示意图，所述EMI滤波模块包括AC+端口、AC-端口、第二变压器、整流器和负温度系数热敏电阻，所述AC+端口和AC-端口之间并联有第三电容和第四电容，所述AC+端口和AC-端口分别连接第二变压器的同名端，第五电容和第六电容串联后并联在所述第二变压器的异名端之间，所述第二变压器的异名端并联有第七电容，第二变压器的异名端连接所述整流器的输入端，所述整流器的第一输出端通过负温度系数热敏电阻连接VI+端口，所述整流器的第二输出端接地，所述VI+端口与地之间连接有第八电容。

具体的，整流电路使用RS809整流器，其内部结构等价于四个二极管组成的整流桥。第十三电阻为负温度系数热敏电阻，其特性是，温度越高，电阻越小。开机时，220V交流电，经过保险和热敏电阻，整流后，对电容充电，而电容的特性，是瞬间充电电流为最大的，从而对前边的整流二极管、保险丝带来冲击，容易造成损坏，为了提高电源设计的安全系数，常在保险之后加入电阻进行限流，电阻越大时，虽然限流效果好，但是电阻消耗的电能也是越大的，开关电源启动后，限流电阻已没有作用，反而浪费电力。为了达到较好限流效果而又省电。常温时，电阻一般比较大，开机时，就起到较好的限流作用，电源启动后，工作电流经过热敏电阻，使其发热，热敏电阻阻值大幅下降，使热敏电阻在电源启动后，电力消耗降到最低。

图5是本发明提供的LLC驱动模块的电路连接示意图，所述LLC驱动模块包括第三变压器、第三三极管、第四三极管、第五三极管和第六三极管，所述控制模块的PROUT1端口分别通过第十三电阻、第十五电阻连接所述第三三极管的基极、第五三极管的基极，所述控制模块的PROUT2端口分别通过第十四电阻、第十七电阻连接所述第四三极管的基极、第六三极管的基极；所述第三三极管的集电极连接第四三极管的发射极；所述第三三极管的发射电极连接所述第五三极管的集电极，所述第五三极管的发射极连接所述第六三极管的集电极，所述第六三极管的发射极连接第四三极管的集电极；所述第三三极管的集电极通过第九电容接地，所述第三三极管的集电极通过第十六电阻连接所述辅助电源，所述第三变压器的初级同名端连接所述第三三极管的发射极，所述第三变压器的初级异名端连接所述第四三极管的集电极；所述第三变压器的第一次级同名端连接GL端口，所述第三变压器的第一次级异名端接地，所述第三变压器的第二次级同名端连接GH端口，所述第三变压器的第二次级异名端连接SH端口。

图6是本发明提供的整流驱动模块的电路连接示意图，所述整流驱动模块包括第四变压器、第七三极管、第八三极管、第九三极管和第十三极管，所述控制模块的PROUT3端口分别通过第十八电阻、第二十电阻连接所述第七三极管的基极、第九三极管的基极，所述控制模块的PROUT4端口分别通过第十九电阻、第二十一电阻连接所述第八三极管的基极、第十三极管的基极；所述第七三极管的集电极连接第八三极管的发射极；所述第七三极管的发射电极连接所述第九三极管的集电极，所述第九三极管的发射极连接所述第十三极管的集电极，所述第十三极管的发射极连接第八三极管的集电极；所述第七三极管的集电极通过第十电容接地，所述第七三极管的集电极通过第二十二电阻连接所述辅助电源，所述第四变压器的初级同名端连接所述第七三极管的发射极，所述第四变压器的初级异名端连接所述第八三极管的集电极；所述第四变压器的第一次级同名端连接SR1G端口，所述第四变压器的第一次级异名端接地，所述第四变压器的第二次级同名端连接SR2G端口，所述第四变压器的第二次级异名端接地。

具体的，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管均采用为N沟道增强型MOS管；所述整流器为RS809型整流器；所述第三三极管、第五三极管、第七三极管和第九三极管均采用NPN型三极管，所述第四三极管、第六三极管、第八三极管和第十三极管均采用PNP型三极管；所述控制模块采用FAN7688型控制芯片。

实际工作时，将信号转化为方波信号。把来自控制芯片的信号是方波信号转化为LLC的开关管的驱动信号。当控制模块的PROUT1信号为高电平、当控制模块的PROUT2信号为低电平时， GH、GL端口感应为正；当PROUT2信号为高电平、当PROUT1信号为低电平时，GH、GL端口感应为负，从而输出方波信号。

图7是本发明提供的电流检测模块的电路连接示意图，图中变压器的初级和次级匝数比是1：1，其作用是隔绝直流和交流，把交流端的电流电压信息传递给直流侧，电容C111起滤波作用。ICS是一次侧端电压检测，把检测到的电压传递给FAN7688的ICS引脚。当ICS引脚的电压低于0.075V时，禁用同步整流；当ICS引脚的电压高于0.15V时，启动同步整流，并且，在VICS峰值高于0.25V时，同步整流死区时间减少为编程值；当ICS引脚的电压高于1.9V时，启动过流保护；CS连接到FAN7688的CS引脚，作过流检测，当CS引脚电压的绝对值大于3.5V，打开过流保护。

图8是本发明提供的电压检测模块的电路连接示意图，FB信号的工作起始电压为2.4V，当反馈信号达到2.4V，控制芯片产生驱动信号 PROUT1和PROUT2。当FB 端检测的电压有所变化，控制芯片将会及时调整驱动信号的 频率或者脉宽，来保证输出电压的稳定。我们还可以通过调节分压电阻R117、 R118、R119 的比值大小，来改变输出电压的大小。如：当加大R118 和R119 阻值后， FB 获得的分压变大，得到得输出电压将变小，芯片也将在更小的输入电压时就能启动工作。

图9是本发明的辅助电源的电路连接示意图。开关电源的辅助电源主要用来给功率主回路的控制电路、驱动电路或电源系统的监控电路供电。辅助电源的设计不但影响到整个电源的体积、效率、稳定性、可靠性和成本，而且还将影响到整个开关电源的设计策略。虽然辅助电源所需要输出功率不大，但它是开关电源中的非常重要的组成部分，将影响到整个电源的性能。开关电源正向着轻、小、薄、高可靠、高稳定、高效率和智能化的方向发展，应根据整个开关电源系统的规格要求来选择合适的辅助电源系统，首先在满足可靠性的前提下，设计简单、轻巧和经济的辅助电源。

辅助电源的输入端取自主电路，取自220V交流电经过EMI滤波器、整流桥和高压整流后的310V直流电，输出端为15V直流电，供给控制芯片FAN7688和驱动电路。变压器前级先使用了两个滤波电容，滤除交流成分。KA5H0380R是PWM控制芯片，它的启动供电由C307、C308提供，启动后由变压器1端经二极管V305的回路，经过C308电容的滤波后持续供电。TL431是基准电压源，作为参考电压，当反馈电压高于参考电压时，光电耦合器PC817接通，PC817的3、4引脚之间的电压下降，将输出电压的变化情况反馈给KA5H0380R，KA5H0380R输出驱动脉冲的占空比大小，调整输出电的上升或下降，最终实现输出闭环稳压。变压器和光电耦合器PC817起隔离的作用，防止交流和直流的串扰。

进一步的，所述控制模块采用峰值电流型作为 LLC 的控制模式，所述控制模块采用电荷电流控制，在控制模块内部集成了一个斜坡补偿信号，通过比较开关电流的总电荷(积分开关电流)的控制电压来调节开关频率。

峰值电流型控制具有众多优点，包括控制环易于设计；暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应也较快；具有瞬时峰值电流限制功能，即内在固有的逐脉冲限流功能；输入电压的调整技术可与电压型控制的输入前馈技术相媲美；具有自动均流并联功能。

峰值电流型控制采用斜坡补偿措施后，电流控制型引起的绝大部分问题都能得到满意解决，且不影响其优势的发挥。因为变压器初级开关电流不单调增加，开关电流本身不能用于脉冲频率调制(PFM)来调节输出电压。峰值一次侧电流并不能正确地反映负载条件，因为的大的循环电流（磁化电流）包含在主开关电流。然而，开关电流的积分单调增加，有一个峰值类似用于峰值电流模式控制。因此采用峰值电流型。控制芯片FAN7688采用电荷电流控制，在内部集成了一个斜坡补偿信号，比较了开关电流的总电荷(积分开关电流)的控制电压来调节开关频率。因为开关电流充电和平均输入电流成正比，在一个开关周期内，充电控制提供了一个快速的内循环和提供良好的瞬态响应，包括固有的反馈。

进一步的，所述控制模块采用混合动力控制，在轻负荷时使用脉宽调制且关闭同步整流模块；在重载时，使用脉冲频率调制模式。

具体的，当误差放大器的电压(VCOMP)低于PWM 模式阈值，内部COMP 信号被钳在阈值水平，PFW 操作开向PWM 模式。在PWM 模式下，开关频率被内部COMP 电压固定，工作周期是由COMP 电压和PWM 模式阈值电区之间的差值决定。因此，当VCOMP 减少到低于PMW 模式的阈值，工作周期减小，这限制了在轻载条件下的开关频率。

脉宽调制模式可以设定在1.5V和1.9V之间，在PWM引脚之间使用一个电阻。对于PFW模式，自上升的斜率定时电容电压决定电阻器(RFMIN)连接到FMIN引脚，给出了最小开关频率为:

最低可编程开关频率有限的运行在一个内部的数字计数器40MHz 时钟。10 位计 数器被使用，最小开关频率的数字振荡器是39 千赫(40MHz/1024=39 千赫)。因此， RFMIN 最大许用值为25.5KΩ。

需要说明的是，根据实际情况可以增加输出滤波电路，使得经同步整流的信号经过滤波电容消除输出的杂波，得到平滑的直流电压波形。

本案例提出的一种AC-DC电源开关电路的功率为250W的开关电源，该电源可以用于舵机调试专用电源，相比于直流电源供电的方式，该电源有四大优点：

1）能提供最大20A的电流，克服直流电源供电功率不够的缺点；

2）该电源体积小，易于携带，可用于室内和外场调试；

3）效率高，发热量少；

4）输出电压稳定,功率密度大。

另外，调整改变内部设计的一些器件参数，可得到不同的输出电压和功率，因此，该实施例为一种共性技术，其可推广应用到多个产品领域，如电动汽车、安防设备、电脑适配器等等，具有广阔的市场前景。

本发明公开了NEXT系列AC-DC电源开关电路，属于电源设计领域，该电源开关电路包括输入端、EMI滤波模块、LLC模块、同步整流模块、输出滤波模块、输出端、LLC驱动模块、电流检测模块、整流驱动模块、辅助电源模块、控制模块和电压检测模块；输入端依次通过EMI滤波模块、LLC模块、同步整流模块和输出滤波模块连接输出端。本发明基于LLC半桥谐振和同步整流技术，实现了一种高效率的AC/DC开关电源开关电路，该开关电路具有效率高、发热量小、稳定性好，体积小等优点，通过调整参数可以得到不同的输出电压和功率，满足电动汽车、安防设备电脑适配器等多个领域的需求。

本发明采用电流模式控制，针对负载瞬态不仅能进行更快速的输出调节，而且还能简化控制回路，可使电源设计更简便。在动态负载响应方面，电流模式LLC比电压模式LLC提供更低压降、更低过冲和更快稳定响应；在线形纹波抑制方面，电流模式LLC控制抑制线性纹波比电压模式好5倍，其输出电压纹波甚至可以忽略不计；在线形瞬态方面，电流模式LLC控制提供较电压模式控制小10倍的过冲和小10倍的压降。

最后应说明：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。