一种电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电方法与流程

本发明属于电力电子技术应用领域，具体涉及一种电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电方法。

背景技术：

为了应对能源危机及环境问题、抑制全球气候变化，世界各国政府都在积极探索新能源发电和分布式电源系统。除了少数分布式电源系统能够直接并网或者供给用户外，其他大多数需要通过电力电子变换器接入传统电网。电能路由器具有电气隔离、电压变换和功率双向传输等功能，能够很好地满足上述需求，因此近年来得到越来越广泛的研究。基于级联h桥结构的电力电子变压器是电能路由器的关键组成部分，其一般采用三级式结构，即输入整流级、中间隔离级和输出逆变级。以中间隔离级为界，电能路由器一般分为高压侧和低压侧两部分，和三相高压交流端口具有电气连接的部分为高压侧，和三相低压交流端口具有电气连接的部分为低压侧。通常，中间隔离级为高频隔离dc/dc变换器，包括高压侧高频dc/ac变换器、高频隔离变压器和低压侧高频ac/dc变换器。和高压侧高频dc/ac变换器的直流端口相连接的电容一般称之为高压母线电容，和低压侧高频ac/dc变换器的直流端口相连接的电容一般称之为低压母线电容。电能路由器在正常运行之前，如果不对其高压母线电容和低压母线电容进行预充电，而是直接将其接入电网，则可能在极短的时间内产生过大的dv/dt，使得流过电容的冲击电流过大，对电容及整个电路系统造成危害。因此研究电能路由器直线母线电容的预充电具有重要意义。

现有的电能路由器直流母线电容预充电方案中，对于高压直流母线电容的充电，一般是通过在电能路由器高压侧外加由高电压等级的充电电阻和断路器组成的预充电电路实现的。高电压等级的充电电阻和断路器体积庞大、价格昂贵，不利于整个电能路由器系统功率密度的提升以及成本的降低，同时高压侧的预充电操作也增加了充电过程中的危险性。此外，除了高压母线电容需要进行预充电以外，为了防止低压母线电容产生过大的电流冲击及电压振荡，往往也需要对低压母线电容进行预充电，如此需要在低压侧额外增加一套预充电电路，进一步增加了系统的体积和成本。为了保证高压直流母线电容充电过程中的电流值不至于过大，一般可以通过控制高频隔离dc/dc变换器的低压侧内移相比从1开始缓慢减小，使得加在高压直流母线电容上的充电电压从0开始缓慢增大。该方法的缺点是充电电流不可控，内移相比的设定具有盲目性，既有可能导致充电电流超过限定值，也有可能导致充电电流过小、从而充电时间过长等问题。为了保证充电电流的恒定，往往需要对电流进行采样并做闭环控制。高频电流的精确采样及运算，对电流传感器和处理器提出了较高的要求，增加了预充电方案的复杂性。

技术实现要素：

本发明的目的是提出一种电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电方法，以避免使用高电压等级的充电电阻和断路器，降低预充电电路的成本、提高预充电电路的安全性和可靠性；解决现有技术中预充电电流不可控的问题，加快预充电的速度。

为此，本发明提出了一种电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电方法，包括以下步骤：

1)利用低压侧辅助电源对低压直流母线电容充电；

2)设定高压直流母线电容充电过程中的电流值；

3)根据设定的充电电流值计算不同充电周期内高频隔离dc/dc变换器低压侧的内移相比；

4)根据计算所得的内移相比变化规律，给高频隔离dc/dc变换器低压侧开关管施加驱动信号，在此过程中保持高压侧开关管处于闭锁状态，对高压直流母线电容的充电。

进一步，所述电能路由器具有三级式结构，即，输入ac/dc整流器、中间高频隔离dc/dc变换器和输出dc/ac逆变器；所述电能路由器以高频隔离dc/dc变换器为界分为高压侧和低压侧两部分，其中和三相高压交流端口电气连接的部分为高压侧，和三相低压交流端口电气连接的部分为低压侧；所述高频隔离dc/dc变换器由高频dc/ac变换器、高频隔离变压器和高频ac/dc变换器组成；所述高压直流母线电容为高频隔离dc/dc变换器高压侧母线电容；所述低压直流母线电容为高频隔离dc/dc变换器低压侧母线电容。

进一步，步骤2)中所述高压直流母线电容充电过程中的电流值，指的是流过高频隔离变压器原边绕组的电流峰值；步骤3)中所述高频隔离dc/dc变换器低压侧的内移相比，指的是低压侧高频ac/dc变换器两个桥臂驱动信号之间的相位差与驱动信号半个周期的比值。

进一步，所述高压直流母线电容的充电过程分为两个阶段，第一阶段为低压直流母线电容的预充电，第二阶段为高压直流母线电容的预充电；第一阶段为第二阶段的必要条件，即，高压直流母线电容的预充电必须在低压直流母线电容的预充电完成之后才能进行。所述预充电，在电路实现上不需要高电压等级的充电电阻和断路器，只需要低电压等级的充电电阻、断路器和辅助电源。

进一步，当所述预充电第一阶段完成以后，给高频隔离dc/dc变换器低压侧的高频ac/dc变换器的开关管施加具有一定内移相比变化规律的驱动信号，同时保持高频隔离dc/dc变换器高压侧的高频dc/ac变换器的开关管处于闭锁状态，使得低压侧辅助电源的能量通过高频ac/dc变换器、高频隔离变压器和高频dc/ac变换器传递至高压侧，实现对高压直流母线电容充电的目的。

进一步，步骤4)中所述高频隔离dc/dc变换器低压侧内移相比的变化规律，按照如下方法计算：通过推导预充电第二阶段每个充电周期内变压器原边绕组电流所能达到的峰值与高频隔离dc/dc变换器低压侧内移相比之间的数学关系，根据充电电流等于预先设定的电流值这一约束条件，计算不同充电周期内所需的高频隔离dc/dc变换器低压侧的内移相比。

本发明提出的一种电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电方法，其特点和优点为：

1、本发明提出的一种电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电方法，其预充电过程分为低压直流母线电容预充电和高压直流母线电容预充电两个阶段，在高压直流母线电容预充电之前已经完成了对低压直流母线电容的充电，不需要额外地再对低压直流母线电容进行预充电。

2、本发明提出的一种电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电方法，在电路实现上不需要高电压等级的充电电阻和断路器，只需要低电压等级的充电电阻、断路器和辅助电源，降低了高压直流母线电容预充电电路的成本，提高了预充电电路的安全性和可靠性。

3、本发明提出的一种电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电方法，在高压直流母线电容的充电过程中，通过合理地设置高频隔离dc/dc变换器低压侧的内移相比，可以控制流过高频变压器原边绕组的电流保持恒定不变，相较于传统电流不可控的预充电方案，同时兼顾了充电电流和充电速度两个要求，在保证充电电流不能过大的前提下，尽可能地加快了充电速度。

4、本发明提出的一种电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电方法，其对充电电流的控制是基于高压直流母线电容充电过程中变压器原边绕组电流所能达到的峰值与高频隔离dc/dc变换器低压侧内移相比之间的数学关系实现的，该预充电方法简单可靠，不依赖于高带宽的传感器和处理器。

附图说明

图1为本发明实施例的电能路由器拓扑及高压直流母线电容的恒电流预充电方法示意图；

图2为本发明实施例的电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电流程图；

图3为本发明实施例中可采用的另一种功率变换子模块拓扑图；

图4为本发明实施例中预充电第一阶段的等效电路图；

图5为本发明实施例中预充电第二阶段充电原理示意图；

图6为本发明实施例中预充电第二阶段工作原理波形图；

图7为本发明实施例中高频隔离dc/dc变换器低压侧内移相比的计算框图；

图8为本发明方法应用于10kv电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电时的仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整的描述。

本发明提供了一种电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电方法，结合图1和图2，该方法包括：

s1.低压直流母线电容的充电。具体地，首先根据低压直流母线电容充电过程中对流过所有电容的充电电流、限流电阻上的损耗功率以及充电时间等因素的限制条件，选取合适阻值的限流电阻并构建低压侧预充电电路。低压侧的预充电电路由辅助电源、断路器、限流电阻以及并联在限流电阻两端的旁路开关构成；其中，辅助电源为220v的交流电源或光伏、蓄电池等形式的直流电源，辅助电源的输出经三相pwm整流系统或dc/dc变换器调整至低压直流母线的电压设定值。当预充电开始时，对低压侧断路器进行合闸操作，辅助电源通过限流电阻开始对连接在低压直流母线上的所有电容进行充电；当低压直流母线电容上的电压达到设定值时，闭合并联在限流电阻两端的旁路开关，将限流电阻从电路中切除。至此，完成对低压直流母线电容的充电。

s2.设定高压直流母线电容充电过程中的电流值。

s3.计算高频隔离dc/dc变换器低压侧ac/dc变换器两桥臂之间的内移相比。具体地，当低压直流母线电容充电完成以后，对高频隔离dc/dc变换器低压侧ac/dc变换器施加一定的驱动信号，使得低压直流母线电压通过高频隔离变压器感生到原边，通过变压器的漏感或外接电感对高压直流母线电容进行充电。根据充电过程中，每个周期内流过高压直流母线电容或变压器原边绕组的电流最大值与低压侧ac/dc变换器内移相比之间的关系，按照s2设定的充电电流值，计算每个充电周期内低压侧ac/dc变换器的内移相比。

s4.高压直流母线电容的充电。具体地，当预充电第一阶段，即低压直流母线电容充电完成以后，开始进行第二阶段的充电，即高压直流母线电容的充电。根据s3计算所得的内移相比变化规律，对高频隔离dc/dc变换器低压侧ac/dc变换器的开关管施加驱动信号，在此过程中保持整流级和高频隔离dc/dc变换器高压侧dc/ac变换器的开关管处于闭锁状态，使得辅助电源的能量通过低压侧ac/dc变换器、高频隔离变压器和高压侧dc/ac变换器传递至高压直流母线电容，对其进行充电。当高压直流母线电容上的电压达到设定值时，断开低压侧断路器，将辅助电源从电路中切除。至此，完成对高压直流母线电容的充电。

本发明实施例的电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电方法中，所述电能路由器具有三级式结构，即输入ac/dc整流器、中间高频隔离dc/dc变换器和输出dc/ac逆变器。如图1所示，输出dc/ac逆变器采用三相四桥臂结构；输入ac/dc整流器和中间高频隔离dc/dc变换器构成功率变换子模块，其输入端与三相高压交流电网相连接，输出端通过低压直流母线与输出dc/ac逆变器相连接。本发明实施例提出的电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电方法，可以对高频隔离dc/dc变换器的高压侧母线电容进行恒电流充电。其中，高频隔离dc/dc变换器可以采用但不局限于图1所示的高压侧为二极管钳位三电平、低压侧为两电平全桥的结构，输入ac/dc整流器可以采用但不局限于图1所示的二极管钳位三电平结构。

如图3所示是本发明实施例的电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电方法可以应用的另一种功率变换子模块结构。其输入ac/dc整流器为两电平全桥结构，中间高频隔离dc/dc变换器的高压侧为两电平全桥结构、低压侧为二极管钳位三电平结构。事实上，本发明实施例的电能路由器高压直流母线电容的恒电流预充电方法可以应用于但不局限于具有图1或图3所示功率变换子模块的电能路由器中。对于功率变换子模块的输入ac/dc整流器、中间高频隔离dc/dc变换器的高压侧dc/ac变换器和低压侧ac/dc变换器而言，三者采用两电平全桥结构和二极管钳位三电平结构组成的任意一种组合结构，均可采用本发明实施例的预充电方法对其高压直流母线电容进行恒电流预充电。

下面以一个实际的电能路由器电路为例，进一步地详细说明根据本发明的实施例。

所述电能路由器具有如图1所示的结构。其功率变换子模块采用图1所示的结构，整流级为二极管钳位三电平结构，高频隔离dc/dc变换器的高压侧为二极管钳位三电平结构、低压侧为两电平全桥结构；每相由n(n＝6)个具有相同结构和参数的功率变换子模块通过输入串联输出并联的方式连接到三相交流电网，三相之间采用星形接法，三相电网的线电压有效值为10kv；高频隔离dc/dc变换器的高压直流母线电压为1600v，低压直流母线电压为700v；高频隔离变压器的原、副边变比为8:7；高压直流母线电容由两个等效电容串联组成，电容中点与变压器的一个绕组相连接，两个电容具有相同的容值；低压直流母线电容由一个等效电容组成；输出逆变级为三相四桥臂结构，其直流母线与功率变换子模块的低压直流母线直接相连，电压等级为700v，母线电容由一个等效电容组成，输出端为380v三相交流端口。

一、预充电第一阶段——低压直流母线电容的充电

预充电过程的第一阶段是由辅助电源给连接在低压直流母线上的电容进行充电。输入整流器、中间高频隔离dc/dc变换器和输出三相四桥臂逆变器的所有开关管均处于闭锁状态，因此，此阶段的等效电路可以看作是由辅助电源调制得到的700v直流电压直接给低压直流母线上的电容充电，其等效电路如图4所示。其中，低压直流母线电容cdcl为所有功率变换子模块低压母线电容以及输出逆变器母线电容之和。

图4中限流电阻的选取要考虑如下因素，即流过电容的充电电流限制、限流电阻上的损耗功率限制、以及充电时间限制，下面将分别加以说明：

首先考虑流过电容的充电电流限制。记所有功率变换子模块的低压母线电容之和为cl_total，逆变器的母线电容之和为cinv_total；允许流过功率变换子模块低压直流母线电容、三相四桥臂逆变器直流母线电容的最大电流分别为imax_sm，imax_inv。考虑到预充电时，三相四桥臂逆变器并不一定接入主电路，则有

式中，udcl为低压侧辅助电源经整流或斩波变换后得到的低压母线电压值；rcharge为低压侧限流电阻。

其次考虑限流电阻上的损耗功率限制。如图4所示，记充电时间常数为τ＝rchargecdcl，则充电过程中电容电压可以表示为

uc(t)＝udcl(1-e^-t/τ)(3)

预充电过程中，任一时间段[t1,t2]内，限流电阻上消耗的平均功率为

由于预充电时电流随着充电过程的进行在不断减小，因此，在预充电的最初阶段限流电阻上的损耗功率最大。记预充电第1秒内限流电阻上允许消耗的最大平均功率为pmax_res，则有

最后考虑充电时间限制。考虑预充电过程的时间不能太长，电路设计时充电时间常数也需加以限制。记预充电第一阶段最大允许时长为tmax，考虑到一般认为在3～5τ的时间内电容电压能够达到稳定值，则有

5rchargecdcl≤tmax(6)

综上，综合考虑式(1)、(2)、(5)、(6)即可得到图4中限流电阻的取值范围。

二、预充电第二阶段——高压直流母线电容的充电

在预充电第一阶段充电完成后，所有功率变换子模块的低压直流母线电容电压都已达到额定运行值，即udcl。此时，闭合低压侧限流电阻两端的旁路开关，开始预充电第二阶段，为高压直流母线电容充电。

如图5所示为预充电第二阶段工作原理图。由于各功率变换子模块具有相同的结构和参数，因此只需对某个子模块进行分析即可。在预充电第二阶段，忽略充电过程中低压直流母线电容电压的波动，可以将低压直流母线电容近似看作电压源，电压值为udcl。子模块整流级开关管s11～s14、s21～s24，高频隔离dc/dc变换器高压侧开关管s31～s34均处于闭锁状态，仅使用反并联二极管作为电流通路；高频隔离dc/dc变换器低压侧开关管s41～s44被施以图6所示的驱动信号。下面将结合图6详细说明高压直流母线电容的充电原理。

如图6所示，定义开关管s44的驱动信号滞后于开关管s41的驱动信号的相位与半个周期的比值为高频隔离dc/dc变换器低压侧的内移相比，记为d2。

在[t2,t3]时间段内，开关管s41和s44同时导通，电流通路如图5中线路1所示。此时，高频隔离变压器低压侧绕组的端电压ul为+udcl，进而，变压器高压侧绕组的端电压uh为+nudcl，则加在漏感ls上的电压uls为nudcl-uch1。若在t2时刻以前，流过电感的电流已降为0，则此时电感电流将从0开始线性上升，并为高压直流母线电容ch1充电。

在[t3,t5]时间段内，开关管s42和s44同时导通。变压器低压侧端电压ul为0，进而高压侧端电压uh为0，则加在漏感ls上的电压uls为-uch1。此时，电感电流将由最大值开始线性下降，并继续为ch1充电，直至t4时刻，电感中存储的能量全部转化到电容ch1中，电感电流降为0，此后由于电流无法反向通过开关管的反并联二极管，电感电流始终维持0直至下一时间段。

在[t5,t6]时间段内，开关管s42和s43同时导通，电流通路如图5中线路2所示。类似于[t2,t3]时间段内的分析，此时系统为高压直流母线电容ch2充电。

在[t0,t2]时间段内，开关管s41和s43同时导通。类似于[t3,t5]时间段内的分析，此时电容ch2上的电压反向加在漏感上，流过漏感的电流线性下降直至为0。

预充电第二阶段开始时，高频隔离dc/dc变换器的低压侧内移相比从1开始逐渐减小，使得低压侧全桥输出交流电压的有效值逐渐升高，以达到为高压直流母线电容平缓充电的目的。由于预充电过程中，高压直流母线的两个电容ch1和ch2不断交替充电，因此在充电过程中能够保证两个电容的电压平衡。当两个电容的电压分别达到高压直流母线电压的一半时，整个充电过程结束。

三、高频隔离dc/dc变换器低压侧内移相比的计算

高频隔离dc/dc变换器低压侧内移相比的计算，是基于保证高压直流母线电容充电过程中的电流维持不变而进行的。由于预充电过程的开关频率很高，通常为20～50khz，因此可以认为在一个充电周期内，高压直流母线电容上的电压维持不变，记为uc。下面不妨以高压直流母线电容ch1充电的半个周期[t2,t5]为例，对低压侧内移相比的计算加以说明。

如图6所示，在[t2,t3]时间段内，电感电流从0开始上升，上升到的最大值为

式中，n为高频变压器原、副边绕组的匝数比；ls为高频变压器等效到原边的漏感和附加在原边的外接电感之和；fs为高频隔离dc/dc变换器的开关频率。

此时间段内，副边传输到原边的总能量为

式中，c11为ch1和ch2的容值；uc0为t2时刻的电容电压值；δuc0为[t2,t3]时间段内电容电压的变化量。δuc0可由平均电流求得

将(9)代入(8)，得

在[t3,t5]时间段内，电感电流降为0，则所有能量都充至电容ch1上，则有

式中，δuc为[t2,t5]时间段内电容电压的变化量。

由此，每个充电周期内，每个高压直流母线电容的电压变化为

如图7所示，若给定高压直流母线电容充电过程中的电流限值，则根据式(7)即可计算得到每个充电周期内，高频隔离dc/dc变换器低压侧两个桥臂之间的内移相比d2，进一步根据式(12)即可得到高压直流母线电容的电压变化曲线。

为了说明本发明的有效性，图8给出了高压直流母线电容预充电过程中低压侧内移相比d2、两个高压直流母线电容的电压，以及预充电过程中流过漏感的电流波形的仿真结果，其中高压直流母线电容充电过程中的电流设定值为10a。仿真结果表明，在充电过程中，两个高压直流母线电容的电压能够保持平衡，流过漏感的电流能够基本保持在设定值，证明了本发明的有效性。

以上所述虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但仅为本发明的一个优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下做出各种修改和变型，这样的修改和变型均落入由所附权利要求所限定的范围之内。