一种单相多电平电流源变流器及变流器的控制方法与流程

本发明涉及电流源变流器领域，特别是涉及一种单相多电平电流源变流器及变流器的控制方法。

背景技术：

随着工业发展的需求和全控型功率器件的进步，大功率变流器在国民经济中的应用越来越广泛，电压源变流器的直流侧储能子模块电容在体积、成本以及储能效率方面存在显著优势，使得电流源变流器(currentsourceinverter,csi)的受关注程度较低。但csi的交流侧具有升压特性，直流侧储能子模块的寿命较长，同一桥臂允许直通，使其具备短路保护能力；csi能够直接对输出电流进行控制且对日后超导磁储能系统(superconductivemagneticenergystorage,smes)的发展以解决电感储能效率起到重要作用。

目前，对多电平电流源变流器(multilevelcurrentsourceinverter,mcsi)的研究主要集中在电路拓扑构造、调制方法和电感电流平衡等方面。其中，电路拓扑辅以合适的调制方法是以获得多电平电流输出的前提；电感电流平衡控制是mcsi正常工作的一个关键环节。mcsi拓扑主要有直接式和组合式，直接式mcsi通过设计一种开关组合获得多电平的输出电流，但当电平数较高时，找到一种储能效率高的开关组合方式比较困难；而组合式mcsi通过叠加多个csi子模块的输出得到多电平电流，易于扩展，组合式mcsi又分为独立直流源和共享直流源两类，前者各个子模块相互独立，不存在耦合，控制方法简单，但电平数较多时硬件电路复杂；后者只需一个直流电流源，但需要额外的均流控制算法，计算起来也很复杂。现有的mcsi拓扑结构存在硬件电路复杂，计算复杂的问题致使无法对电流输出进行精确控制。

mcsi的调制方法主要从多电平电压源变流器“移植”过来，按开关频率可分为高频和低频两类。高频调制主要有脉宽调制脉宽调制(pulsewidthmodulation，pwm)和空间矢量调制(svpwm)，其输出电流谐波含量低，但开关损耗较大；低频调制主要是阶梯波调制和特定谐波消除调制(shepwm)，其开关损耗较小，但谐波次数较低、含量较大，且需要离线计算开关角度，动态响应差。目前的组合式mcsi都是采用单一功能的模块级联，在模块数较低时，如采用载波移相pwm方式进行控制，开关频率较高，损耗较大；如采用阶梯波方式进行控制，损耗很低，但存在波形畸变且需离线计算开关角度。现有的mcsi无法同时具备低能耗、低谐波、响应速度快等优势。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种单相多电平电流源变流器及变流器的控制方法，以解决当电平数较多时，硬件电路复杂，计算复杂，响应差的问题，从而提高单相多电平电流源变流器的计算效率以及对输出电流的控制精度。

为实现上述目的，本发明提供了如下方案：

一种单相多电平电流源变流器，包括：电平逼近调制模块、直流电源、网侧电感、交流电源、滤波电感、滤波电容、脉宽调制模块；

所述网侧电感的一端与所述电平逼近调制模块的输出端、所述滤波电感的一端连接，所述网侧电感的另一端与所述交流电源的输入端相连；所述滤波电感的另一端与所述脉宽调制模块的输出端相连；

所述电平逼近调制模块接入所述直流电源；所述电平逼近调制模块与所述脉宽调制模块并联；所述滤波电容与所述电平逼近调制模块、所述脉宽调制模块并联。

可选的，所述电平逼近调制模块具体包括：n个电平逼近调制子模块，所述n为正整数；

所述电平逼近调制子模块包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、分流电感；

所述第一晶体管的源极与所述第一二极管的正极连接；所述第一晶体管的漏极与所述第三晶体管的漏极、所述分流电感相连；所述第一二极管的负极与所述第二晶体管的漏极、所述网侧电感连接；所述第二晶体管的源极与所述第二二极管的正极连接；所述第二二极管的负极与所述直流电源、所述第四二极管的负极连接；

所述第三晶体管的源极与所述第三二极管的正极连接；所述第三二极管的负极与所述第四晶体管的漏极、所述脉宽调制模块、所述交流电源连接；

可选的，所述n个电平逼近调制子模块共用一个直流电源；

所述n个电平逼近调制子模块并联。

可选的，所述脉宽调制模块具体包括：n个脉宽调制子模块，所述n为正整数；

所述脉宽调制子模块包括第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管、第五二极管、第六二极管、第七二极管、第八二极管、直流侧电感；

所述第五晶体管的源极与所述第五二极管的正极连接；所述第五晶体管的漏极与所述第七晶体管的漏极、所述直流侧电感相连；所述第五二极管的负极与所述第六晶体管的漏极、所述滤波电感连接；所述第六晶体管的源极与所述第六二极管的正极连接；所述第六二极管的负极与所述直流侧电感、所述第八二极管的负极连接；

所述第七晶体管的源极与所述第七二极管的正极连接；所述第七二极管的负极与所述第八晶体管的漏极、所述第三二极管的负极、所述交流电源连接；

可选的，所述n个脉宽调制子模块分别采用独立的直流侧电感；

所述n个脉宽调制子模块并联。

一种单相多电平电流源变流器的调制方法，所述调制方法应用于权利要求1-5任一项所述的变流器，所述变流器包括：电平逼近调制模块、直流电源、网侧电感、交流电源、滤波电感、滤波电容、脉宽调制模块；

所述网侧电感的一端与所述电平逼近调制模块、所述滤波电感的一端连接，所述网侧电感的另一端与所述交流电源相连；所述滤波电感的另一端与所述脉宽调制模块相连；

所述电平逼近调制模块接入所述直流电源；所述电平逼近调制模块与所述脉宽调制模块并联；所述滤波电容与所述电平逼近调制模块、所述脉宽调制模块并联；

所述调制方法包括：

获取所述电平逼近调制模块输出的总电流；

根据所述总电流确定谐波分量；

获取所述脉宽调制模块输出的交流侧输出电流；

根据所述交流侧输出电流计算输出补偿电流；

叠加所述输出补偿电流和所述谐波分量，抑制所述谐波分量。

可选的，所述获取所述电平逼近调制模块输出的总电流，具体包括：

获取所述电平逼近调制模块中所有电平逼近调制子模块的分流电感电流；所述分流电感电流具有n个；

将所述n个分流电感电流按照从小到大进行排序编号；

计算所述电平逼近调制子模块的投入个数；

根据所述电平逼近调制子模块的投入个数向所述电平逼近调制模块发送关闭信号；

获取当前开启的电平逼近调制子模块；

获取所有所述当前开启的电平逼近调制子模块的总电流。

可选的，根据所述电平逼近调制子模块的投入个数向所述电平逼近调制模块发送关闭信号之后，还包括：

利用约束公式f＝min∫(f(t)-g(t))²dt计算得到所述电平逼近调制子模块的投入个数再次改变的时间；其中，f(t)为输出阶梯波，g(t)为正弦调制波，min为最小取值函数，f为f(t)和g(t)之间的距离在一周期内积分的最小值。

可选的，获取所述脉宽调制模块输出的交流侧输出电流之前，还包括：

预设直流侧参考电流范围；

在所述直流侧参考电流范围内选定任意的直流侧参考电流值；

获取直流侧实际电流值；

计算所述直流侧参考电流值与所述直流侧实际电流值的差值；

将所述差值经过第一电流环调节，直到直流侧实际电流值在所述直流侧参考电流范围内输出调节结果；

获取所述交流电源的电压的相位；

根据所述调节结果以及所述电压的相位计算得到有功参考量；

根据所述有功参考量与所述谐波分量得到第二电流环的电流参考值。

可选的，所述根据所述交流侧输出电流计算输出补偿电流，具体包括：

计算所述电流参考值与所述交流侧输出电流值的差值；

根据所述差值经过第二电流环得到调制信号。

根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：本发明将电平逼近调制模块(nearestlevelmodulation，nlm)和脉宽调制模块(pulsewidthmodulation，pwm)对单相多电平电流源变流器混合调制，形成混合电流源组合式拓扑，所述电平逼近调制模块属于低频调制模块，工作频率较低，减小了功率器件的开关损耗，实现了分流电感电流的平衡，但是具有谐波分量，因此，单纯使用电平逼近调制模块进行调节会出现谐波畸变率高和离线计算复杂的问题，本发明再通过脉宽调制模块输出补偿电流来补偿低频模块输出电流谐波，降低谐波畸变率，提高对输出电流的控制精度。

此外，本发明的硬件电路简单，在电平数量越多的情况下，所述电平逼近调制模块分解出的谐波分量与所述脉宽调制模块所输出的补偿电流就越近似，从而降低谐波的效果越显著，控制精度越准确，解决了现有技术中电平数量越多，硬件电路越复杂，控制精度不准确的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例变流器的电路拓扑图；

图2为本发明实施例多电平电流源变流器调制方法流程图；

图3为本发明实施例nlm控制方式原理图；

图4为本发明实施例pwm模块控制方式原理图；

图5为本发明实施例1的nlm模块输出的阶梯波形图；

图6为本发明实施例1的nlm模块输出波形谐波分析图；

图7为本发明实施例2的nlm模块与pwm模块的输出电流叠加后总的输出电流波形图；

图8为本发明实施例2的nlm+pwm模块叠加后的输出电流波形谐波分析图；

图9为本发明实施例的pwm模块输出的补偿电流波形图；

图10为本发明实施例的nlm子模块投入个数与nlm子模块开关函数的关系图；

图11为本发明实施例的pwm模块直流侧的电感电流波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明的目的是提供一种单相多电平电流源变流器及变流器的控制方法，能够解决当电平数较多时，硬件电路复杂，计算复杂，响应差的问题，提高单相多电平电流源变流器的计算效率以及提高对输出电流的控制精度。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1为本发明实施例变流器的电路拓扑图，如图1所示，一种单相多电平电流源变流器，包括：电平逼近调制模块101、直流电源102、网侧电感103、交流电源104、滤波电感105、滤波电容106、脉宽调制模块107；

所述网侧电感103的一端与所述电平逼近调制模块101的输出端、所述滤波电感105的一端连接，所述网侧电感103的另一端与所述交流电源104的输入端相连；所述滤波电感105的另一端与所述脉宽调制模块107的输出端相连；所述电平逼近调制模块101接入所述直流电源102；所述电平逼近调制模块101与所述脉宽调制模块107串联；所述滤波电容106与所述电平逼近调制模块101、所述脉宽调制模块107并联；所述交流电源104可以为电网。

在实际应用中，所述电平逼近调制模块101具体包括：n个电平逼近调制子模块1011，所述n为正整数；所述电平逼近调制子模块包括第一晶体管s1、第二晶体管s2、第三晶体管s3、第四晶体管s4、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4、分流电感ln(n＝1，2，3...，n)；所述第一晶体管s1的源极与所述第一二极管d1的正极连接；所述第一晶体管s1的漏极与所述第三晶体管s3的漏极、所述分流电感相连；所述第一二极管d1的负极与所述第二晶体管s2的漏极、所述网侧电感103连接；所述第二晶体管s2的源极与所述第二二极管d2的正极连接；所述第二二极管d2的负极与所述直流电源102、所述第四二极管d4的负极连接；所述第三晶体管s3的源极与所述第三二极管d3的正极连接；所述第三二极管d3的负极与所述第四晶体管s4的漏极、所述脉宽调制模块107、所述交流电源104连接；所述n个电平逼近调制子模块共用一个直流电源102；所述n个电平逼近调制子模块并联；

在实际应用中，所述脉宽调制模块107具体包括：n个脉宽调制子模块1071，所述n为正整数；

所述脉宽调制子模块包括第五晶体管s5、第六晶体管s6、第七晶体管s7、第八晶体管s8、第五二极管d5、第六二极管d6、第七二极管d7、第八二极管d8、直流侧电感lm(m＝1，2，3...，m)；

所述第五晶体管s5的源极与所述第五二极管d5的正极连接；所述第五晶体管s5的漏极与所述第七晶体管s7的漏极、所述直流侧电感相连；所述第五二极管d5的负极与所述第六晶体管s6的漏极、所述滤波电感105连接；所述第六晶体管s6的源极与所述第六二极管d6的正极连接；所述第六二极管d6的负极与所述直流电源102、所述第八二极管d8的负极连接；所述第七晶体管s7的源极与所述第七二极管d7的正极连接；所述第七二极管d7的负极与所述第八晶体管s8的漏极、所述第三二极管s3的负极、所述交流电源104连接；所述n个脉宽调制子模块分别采用独立的直流侧电感；所述n个脉宽调制子模块并联；

在图1中，l和c分别为pwm子模块的滤波电感105和电容；ls为网侧电感；es为电网电压；idc为变流器nlm子模块的直流侧电流源电流；in(n＝1,2,3…,n)为nlm子模块直流侧电流；ion(n＝1,2,3…,n)为nlm子模块输出电流；im(m＝1,2,3…,m)为pwm子模块的直流侧电流；iom(m＝1,2,3…,m)为pwm子模块输出电流；ip为pwm子模块的交流侧输出电流；isn为pwm子模块的输出补偿电流；is为网侧电流；un为交流侧公共连接点电压，uc为pwm子模块的交流侧电容电压。

所述电平逼近调制模块101为低频模块，所述低频模块采用基于排序算法的最近电平逼近nlm控制方法，所述脉宽调制模块107为高频模块，所述高频模块采用基于脉宽调制pwm的双闭环控制方法；以n＝4和m＝1(n和m分别为nlm子模块和pwm子模块个数)为例：

nlm子模块由4个子模块级联构成，每个子模块由分流电感和1个h桥单元组成，共用一个直流电流源，为了使系统能量平均分配在4个子模块上，应满足

单个子模块输出电流值ion可表示为

ion＝σi

式中σ为开关函数，由h桥单元的4个晶体管的开关状态确定。表1为nlm子模块的工作状态表，σ取值和子模块状态相应关系如表1所示：

表1

整个nlm子模块的输出电流等于所有子模块输出电流之和，可表示为

其中，in为nlm子模块输出总电流。

根据基尔霍尔电流定律和基尔霍尔电压定律可将变流器的数学模型用以下公式表示：

其中的in由可分解为基波分量inf和谐波分量inh两部分，谐波补偿电流为isn＝-inh，因此，is＝in+isn＝inf就不包括谐波分量了，起到了抑制谐波的作用。

采用本发明上述所公开的单相多电平电流源变流器，能够抑制谐波分量。

图2为本发明实施例多电平电流源变流器调制方法流程图，如图2所示，一种单相多电平电流源变流器的调制方法，包括：

步骤201：获取所述电平逼近调制模块输出的总电流；

步骤202：根据所述总电流确定谐波分量；

步骤203：获取所述脉宽调制模块输出的交流侧输出电流；

步骤204：根据所述交流侧输出电流计算输出补偿电流；

步骤205：叠加所述输出补偿电流和所述谐波分量，抑制所述谐波分量。

在实际应用中，所述获取所述电平逼近调制模块输出的总电流，具体包括：

获取所述电平逼近调制模块中所有电平逼近调制子模块的分流电感电流；所述分流电感电流具有n个；将所述n个分流电感电流按照从小到大进行排序编号；计算所述电平逼近调制子模块的投入个数；根据所述电平逼近调制子模块的投入个数向所述电平逼近调制模块发送关闭信号；获取当前开启的电平逼近调制子模块；获取所有所述当前开启的电平逼近调制子模块的总电流。

nlm模块控制方式的基本思想是：通过瞬时电平叠加生成的阶梯波来逼近正弦调制波，图3为本发明实施例nlm控制方式原理图，如图3所示。第一个1/4周期各时间区间投入子模块数及输出总电流值的关系如表2，表2为各时间区间投入子模块数及输出总电流值的关系表，剩余的3/4周期各时间区间投入子模块数与输出总电流值的关系与第一个1/4周期的两者关系相同。

为了使阶梯波尽可能的逼近正弦调制波，应通过利用约束公式f＝min∫(f(t)-g(t))²dt计算得到最优的电平逼近调制子模块的投入个数再次改变的时间tk(k＝1,…,n)，其中，f(t)为输出阶梯波，g(t)为正弦调制波，min为最小取值函数，f为f(t)和g(t)之间的距离在一周期内积分的最小值。但该方法需先离线求解，再在线查表使用，动态响应差，因此本发明选择在线计算、具有较好动态响应的round取整函数确定不同时刻投入子模块个数和投入时刻。

nlm模块控制算法仅能计算出投入子模块的个数，而不能确定具体哪几个模块投入，且各个h桥子模块的投切时刻不同且投入时间存在差异，这使得分流电感上的电流不均衡，而直流侧电感电流的均衡是保证变流器正常运行的必要条件，因此本发明采用排序算法确定各个子模块的投入和切除状态；

分流电感电流变化原则：开关函数σ＝0的子模块，直流侧通过s1和s2或s3和s4续流，分流电感电流增大；开关函数σ＝±1的子模块，电流源和分流电感给pwm子模块和连接电感充电,分流电感电流减小；当所有nlm子模块都投入或旁路，则各个nlm子模块维持原电流值。

在每次排序之后，都要保持电感电流相对的均流效果。即当前时刻的电流值最小的h桥子模块在之后的一个或者若干个排序周期后，一定不再是最小值；相应的，电流值最大的h桥子模块在经过一个或若干个排序周期后，也一定不再是最大值。

在实际应用中，获取所述脉宽调制模块输出的交流侧输出电流之前，还包括：

预设直流侧参考电流范围；

在所述直流侧参考电流范围内选定任意的直流侧参考电流值；

获取直流侧实际电流值；

计算所述直流侧参考电流值与所述直流侧实际电流值的差值；

将所述差值经过第一电流环调节，直到直流侧实际电流值在所述直流侧参考电流范围内输出调节结果；

获取所述交流电源的电压的相位；

根据所述调节结果以及所述电压的相位计算得到有功参考量；

根据所述有功参考量与所述谐波分量得到第二电流环的电流参考值。

可选的，所述根据所述交流侧输出电流计算输出补偿电流，具体包括：

计算所述电流参考值与所述交流侧输出电流值的差值；

根据所述差值经过第二电流环得到调制信号。

pwm模块的交流侧电流ip到滤波后电流isn传递函数为

图4为本发明实施例pwm模块控制方式原理图，如图4所示，由内外两个电流环组成，外环是将直流侧参考电流值与直流侧实际电流值idc做差，其差值经过pi调节后乘以一个电网电压的相位得到有功参考id，起到稳定pwm直流侧电流的作用。接着将有功参考量id与需要补偿的谐波分量相加得到内环的电流参考值与pwm模块的输出电流isn相减，经pi环节组成电流内环，实现对输出谐波补偿电流isn的跟踪控制。为了抑制idc波动对控制响应的影响，内环的pi输出除以idc进行单位化。

nlm模块与pwm模块之间相互独立，所以控制也相互独立，但控制是同时进行的，目的就是pwm的输出对nlm的输出能进行谐波的补偿。

为验证本发明所提出方法的有效性，在matlab/simulink中搭建了电流源变流器的仿真模型。表3为各参数的仿真数值与实验数值的对比表，如表3所示。

图5为本发明实施例1的nlm模块输出的阶梯波形图，如图5所示，该阶梯波由4个h桥的输出电流叠加而成，总共为9个电平。图6为本发明实施例1的nlm模块输出波形谐波分析图，如图6所示，由于nlm模块并联的h桥子模块数较少，输出电流的电平数不够多，降低谐波的效果不是很显著，其谐波畸变率(totalharmonicdistortion，thd)达到了9.48％。这就需要在逆变器的交流侧并联一个pwm模块，起消除阶梯波中谐波的作用，进一步地改善电流波形。

本发明采用nlm+pwm的混合调制策略，图7为本发明实施例2的nlm模块与pwm模块的输出电流叠加后总的输出电流波形图，如图7所示，nlm+pwm模块总的输出电流与正弦波的拟合度更高，更接近于正弦波形。图8为本发明实施例2的nlm+pwm模块叠加后的输出电流波形谐波分析图，如图8所示，各次谐波都有减小，其总的thd＝2.55％，与单纯的阶梯波输出相比其谐波畸变率得到了明显改善。

图9为本发明实施例的pwm模块输出的补偿电流波形图，如图9所示，pwm输出的补偿电流与nlm模块输出的阶梯波中的谐波分量大小相等、方向相反，起到了降低输出电流谐波畸变率的作用。

图10为本发明实施例的nlm子模块投入个数与nlm子模块开关函数的关系图，由于nlm模块输出电流的对称性，取1/4周期进行分析，如图10所示，当nlm模块投入0个子模块时，4个子模块都旁路，各子模块维持原电流值；投入1个子模块时，投入的那1个子模块电感电流减少，其余3个子模块电感电流增大；投入2个子模块时，投入的那2个子模块电感电流减少，其余2个子模块电感电流增大；投入3个子模块时，投入的那3个子模块电感电流减少，其余1个子模块电感电流增大；投入4个子模块时，4个子模块状态一致，各子模块维持原电流值。

图11为本发明实施例的pwm模块直流侧的电感电流波形图，如图11所示，经电流外环pi控制后，直流侧电流在50a周围上下波动，基本稳定在了50a，确保了装置的可靠运行并平稳地输出谐波补偿电流。

本发明采用nlm+pwm的混合调制策略，综合了两种调制方式的优点，nlm模块的工作频率相对较低，减小了功率器件的开关损耗；pwm模块则对输出电流阶梯波的谐波分量进行了有效地补偿，减少了输出电流的谐波含量。nlm模块直流侧采用排序法，有效地实现了分流电感电流的平衡；pwm模块采用直接电流控制方法，具有较好的响应速度和控制精度。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。