一种用于半桥三电平直流变换器的中点平衡电路及控制方法与流程

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种用于实现半桥三电平直流变换器的中点平衡电路及相应的数字控制方法。

背景技术：

近年来，半桥三电平直流变换器广泛应用于高压直流输电、机车牵引等领域，突破了现有IGBT等功率器件在电压等级上的限制，是当前电力电子直流变换领域所面临的热点研究课题之一。

半桥三电平直流变换器用两个开关管串联来代替传统半桥变换器中的一个开关管，其中的飞跨电容起到解耦超前臂和滞后臂软开关过程和均压开关管的作用，而钳位二极管除了帮助均压开关管之外，还有加速飞跨电容充电过程的作用。但这种三电平拓扑结构也带来了相应的问题，由于在实际平台中的驱动电路和开关管特性的差异，会造成正负半周期有效占空比不相等，那么在正负半周期内，原边向副边负载传输的能量不等，使得上、下分压电容电压不等于V_in/2，虽然原边在正、负半周期内向副边传输的能量相同，但是这种中点不平衡现象会导致原边开关管和副边整流二极管的电压应力不等、变压器偏磁等现象，影响电路的正常工作，存在一定的安全隐患。因此有必要寻找一种控制策略来消除上、下分压电容电压差，以实现分压电容的均压，保证电路的正常工作。

国内外对三电平直流变换器中如何实现分压电容均压，如何实现中点平衡做了以下相关研究：

文献“阮新波，危健，薛雅丽等.非隔离三电平变换器中分压电容均压的一种方法[J].电机工程学报,2003,23(10).”文中通过比较任意一个分压电容电压与给定参考值，并采用交错控制电路来调整开关管的导通时间。其不足在于：文中虽然介绍了非隔离型三电平变换器中点平衡的普遍方法，但这种交错控制电路使用的是单沿触发的双载波调制方法，增加了硬件成本，且其调节方法缺少控制自由度。

文献“周玮阳,虞晓阳,金科,刘志军.半桥三电平直流变换器的电容电压控制策略[J].电工技术学报,2015,30(16).”文中应对两个受控量，采用一种双沿调制策略实现了四开关半桥三电平直流变换器的电容电压均压控制，但其双沿触发模式是基于同一调制波实现的，无法实现移相功能。为了实现移相控制，该专利增加了模拟控制部分，导致系统可靠性降低，成本提高。

综上所述，目前国内外应对半桥三电平拓扑的中点平衡问题，主要采用的还是模拟电路控制，但模拟控制存在控制精度低，控制自由度小，硬件成本高等局限性。

技术实现要素：

本发明的目的正是为了克服半桥三电平拓扑的中点平衡模拟控制存在的局限，提出了一种用于半桥三电平直流变换器的中点平衡电路以及相应的三角载波、发波模式控制方法，通过系统实际运行中因驱动电路和开关管特性差异产生的上、下分压电容电压差来修正调制波，从而实现了分压电容均压的数字控制方法。该数字控制方法在实际控制平台中可以更好地利用数字处理器(DSP)中的EPWM模块资源，且响应速度快、控制精度高。

本发明提供了一种用于半桥三电平直流变换器的中点平衡电路，主要包括直流母线、半桥三电平主电路、电容C_in1与C_in2、飞跨电容C_ss、钳位二极管D₁与D₂、输出电路；电容C_in1的正极连接直流母线的正极，电容C_in1的负极与电容C_in2的正极连接，电容C_in2的负极连接直流母线的负极，电容C_in1和C_in2相连的中点定义为直流变换器中点B；半桥三电平主电路由开关管S₁、开关管S₂、开关管S₃和开关管S₄首尾串联而成，其中开关管S₁的集电极连接直流母线的正极，开关管S₁的发射极连接开关管S₂的集电极，开关管S₂的发射极连接开关管S₃的集电极，开关管S₃的发射极连接开关管S₄的集电极，开关管S₄的发射极连接直流母线的负极；飞跨电容C_ss的正极连接开关管S₁和开关管S₂的中点，飞跨电容C_ss的负极连接开关管S₃和开关管S₄的中点；钳位二极管D₁与钳位二极管D₂相串联，其中点连接变换器中点B，钳位二极管D₁的负极连接飞跨电容C_ss的正极，钳位二极管D₂的正极连接飞跨电容C_ss的负极；将开关管S₂和开关管S₃的中点A与变换器中点B引出作为半桥三电平直流变换器的输出；

半桥三电平直流变换器的输出电路采用变压器隔离输出，变压器原边上串联滤波电感L_r，变压器副边采用二极管D₃与D₄组成的整流电桥，输出端设置电感L₀和电容C₀组成的直流滤波电路。

本发明还提供了前述一种用于半桥三电平直流变换器的中点平衡电路的控制方法，采用单电流闭环控制，包括以下步骤：

步骤1，采集电容C_in1的电压U_cin1(k)、电容C_in2的电压U_cin2(k)，由公式

ΔU_cin(k)＝U_cin2(k)-U_cin1(k)

得到电压差ΔU_cin(k)，其中k表示第k时刻；

步骤2，将在第k时刻采样得到的电压差ΔU_cin(k)与给定参考偏置电压量ΔU_ref做差运算，定义ΔU_ref＝0，得到在第k时刻的电容电压偏置量ΔU(k)，

其值为ΔU(k)＝ΔU_ref-ΔU_cin(k)，其与电容C_in1、C_in2电压的大小关系如下：

步骤3，将在第k时刻得到的电容电压偏置量ΔU(k)进行比例积分调节，得到所对应的占空比修正量ΔD(k)；

步骤4，采集在第k时刻得到的滤波电感电流I_Lo(k)，对其进行比例积分调节，得到在指令电流量I_ref下所对应的闭环占空比D(k)；

步骤5，定义幅值为[0，1]的高频三角载波为T_c、幅值为CMPA的调制波为T_mA、幅值为CMPB的调制波为T_mB、幅值为CMPC的调制波为T_mC、幅值为CMPD的调制波为T_mD；将调制波T_mA和调制波T_mB作为开关管S₁、S₄的调制波，将调制波T_mC和调制波T_mD作为开关管S₂、S₃的调制波，将调制波T_mA的幅值CMPA作为移相角；考虑到+1电平作用时间和-1电平作用时间之和不变，且开关管S_i的驱动信号的占空比均为0.5，调制波T_mA、T_mB、T_mC和T_mD的幅值需满足以下条件：

为了简化算法，将调制波T_mC和调制波T_mD的幅值固定，则可得到以下条件：

其中i＝1,2,3,4；

步骤6，根据步骤5，将步骤4中得到的闭环占空比赋值给调制波T_mA的幅值CMPA，可得：CMPA(k)＝D(k)，CMPB(k)＝1-D(k)。根据得到的调制波T_mA的幅值CMPA(k)和调制波T_mB的幅值CMPB(k)，当三角载波计数值CMP大于调制波T_mA的幅值CMPA(k)时，开关管S₁和S₄导通；当三角载波计数值CMP小于调制波T_mB的幅值CMPB(k)时，开关管S₁和S₄关断；同理，对于开关管S₂、S₃的驱动信号，当三角载波计数值CMP大于调制波T_mC的幅值0时，开关管S₂和S₃导通；当三角载波计数值CMP小于调制波T_mD的幅值1时，开关管S₂和S₃关断；

步骤7，根据步骤6中得到开关管S₁、S₂、S₃和S₄的驱动信号，将开关管S₁和开关管S₃的驱动信号进行反相，开关管S₂和开关管S₄的驱动信号保持不变，得到理想情况下的半桥三电平直流变换器的4路开关管的驱动信号S₁'，S₂'，S₃'，S₄'；

步骤8，对调制波幅值进行修正，当+1电平作用时间比-1电平作用时间长，电容C_in1的电压小于电容C_in2的电压，则减小开关管S₁和S₂的移相角，增大开关管S₃和S₄的移相角；当+1电平作用时间比-1电平作用时间短，电容C_in1的电压大于电容C_in2的电压，则增大开关管S₁和S₂的移相角，减小开关管S₃和S₄的移相角；

步骤9，根据步骤3中得到的占空比修正量ΔD(k)、步骤6中得到的调制波T_mA的幅值CMPA(k)和调制波T_mB的幅值CMPB(k)表达式，可得在存在电容电压偏置量ΔU(k)时，加入占空比修正量之后的调制波幅值为：

将调制波幅值CMPA(k)和CMPB(k)修正之后，得到半桥三电平直流变换器的4路开关管的驱动信号S₁”，S₂”，S₃”，S₄”。

相对于现有技术，本发明的有益效果如下：

1、采用数字控制方法，有效解决了传统半桥三电平中由于驱动芯片和开关管特性差异带来的中点不平衡问题，且响应速度更快，控制精度更高。

2、在正、负半周期内，原边向副边传输的能量和不变，在占空比修正过程中不影响能量传输。

3、可以省去隔直电容，降低电路体积和成本。

4、利用双沿触发的单载波数字控制方法来修正占空比，方法简单，控制自由度高，易于工程实现。

附图说明

图1是本发明所针对的半桥三电平直流变换器的拓扑结构示意图。

图2是本发明所针对的半桥三电平直流变换器的驱动信号图。

图3是半桥三电平直流变换器产生直流偏置电压的示意图。

图4是本发明利用三角载波和调制波实现的发波机理示意图。

图5是本发明提到的调制波修正的示意图。

图6是本发明所针对的半桥三电平直流变换器的上、下分压电容电压实现由不均压到均压的实验波形图。

图7是本发明所针对的半桥三电平直流变换器的上、下分压电容电压实现由均压到不均压的实验波形图。

图8是本发明所针对的半桥三电平直流变换器在中点不平衡下的原边输出电压和整流桥输出电压的实验波形图。

图9是本发明所针对的半桥三电平直流变换器在中点平衡下的原边输出电压和整流桥输出电压的实验波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细描述：

如图1所示，本发明的一种用于半桥三电平直流变换器的中点平衡电路，主要包括直流母线、半桥三电平主电路、电容C_in1与C_in2(上、下分压电容)、飞跨电容C_ss、钳位二极管D₁与D₂、其具体拓扑结构如下：直流母线总电压V_in，直流侧相串联的分压电容C_in1和C_in2，电容C_in1的正极连接直流母线的正极，电容C_in1的负极与电容C_in2的正极连接，定义为变换器中点B，电容C_in2的负极连接直流母线的负极。半桥三电平主电路拓扑由4只开关管首尾串联而成，即开关管S₁、开关管S₂、开关管S₃和开关管S₄，其中开关管S₁的集电极连接直流母线的正极，开关管S₁的发射极连接开关管S₂的集电极，开关管S₂的发射极连接开关管S₃的集电极，开关管S₃的发射极连接开关管S₄的集电极，开关管S₄的发射极连接直流母线的负极，飞跨电容C_ss的正极连接开关管S₁和开关管S₂的中点，飞跨电容C_ss的负极连接开关管S₃和开关管S₄的中点，钳位二极管D₁与钳位二极管D₂相串联，其中点连接变换器中点B，钳位二极管D₁的负极连接飞跨电容C_ss的正极，钳位二极管D₂的正极连接飞跨电容C_ss的负极。将开关管S₂和开关管S₃的中点A与变换器中点B引出作为半桥三电平直流变换器输出端。

半桥三电平直流变换器的输出电路采用变压器隔离输出，变压器原边上串联滤波电感L_r，变压器副边采用二极管D₃与D₄组成的整流电桥，输出端设置电感L₀和电容C₀组成的直流滤波电路。

在半桥三电平直流变换器中，在这里定义开关状态为S₁S₂S₃S₄，当开关管S_i导通时的开关状态为1，当开关管S_i关断时的开关状态为0，其中i＝1,2,3,4，其表示各开关管的编号。则可以得到本发明的半桥三电平直流变换器中存在如下8种开关状态，即1100-0100-0101-0001-0011-0010-1010-1000-1100，不考虑开关变换死区的话，可以简化为1100-0101-0011-1010-1100。通过该开关状态，可以得到半桥三电平直流变换器的驱动信号，如图2所示。通过图2可知，当开关状态为1100时，进入正半周期，此时开关管S₁和开关管S₂导通，上分压电容C_in1通过开关管S₁和开关管S₂向副边传递能量，此时上分压电容电压U_cin1下降，由于上分压电容电压U_cin1和下分压电容电压U_cin2之和等于直流母线电压U_cin,因此下分压电容电压U_cin2上升，将这个开关状态定义为+1电平；当开关状态为0101时，开关管S₂和开关管S₄导通，原边不向副边传输能量，此时上、下分压电容U_cin2电压U_cin2保持不变，将这个开关状态定义为+0电平；当开关状态为0011时，进入负半周期，此时开关管S₃和开关管S₄导通，下分压电容通过开关管S₃和开关管S₄向副边传输能量，此时下分压电容电压U_cin2下降，由于上分压电容电压U_cin1和下分压电容电压U_cin2之和等于直流母线电压U_cin,因此上分压电容电压U_cin1上升，将这个开关状态定义为-1电平；当开关状态为1010时，开关管S₁和开关管S₃导通，原边不向副边传输能量，此时上、下分压电容电压保持不变，将这个开关状态定义为-0电平。总结如下表：

从上表可知，由于当0电平时，原边不向副边传输能量，因此只需要考虑+1电平和-1电平时的开关状态，如果+1电平和-1电平作用的时间不同，那么上下分压电容的电压就不相等，从而造成在变压器原边电压U_AB的偏置电压ΔU_AB不为0，功率开关管的承受电压也不同，如图3所示。当理想情况下，+1电平作用时间和-1电平作用时间一样时，原边电压为U_AB，其偏置电压为0；当+1电平作用时间比-1电平作用时间大时，原边电压为U_AB1，当+1电平作用时间比-1电平作用时间小时，原边电压为U_AB2，偏置电压为ΔU_AB，而偏置电压与分压电容电压差ΔU_cin(k)的关系为：ΔU_cin＝2ΔU_AB。

在半桥电路中，若上、下分压电容电压不能精确到直流侧母线电压的一半，那么+1电平持续时间与-1电平持续时间不相等，变压器初级在两个电平作用时间内承受电压也不相等，导致变压器磁通会沿着磁滞回线正向或反向持续增加，直至磁芯饱和，变压器饱和会使其感量下降，发热加剧，产生一定的安全隐患。实际应用中，往往在变压器原边串入一个隔直电容来防止变压器发生偏磁现象，但是增加了电路的体积和成本。

因此，必须要采取一定的控制算法来实现上、下分压电容均压，即实现中点平衡。本控制方法就是利用分压电容电压差ΔU_cin(k)来修正调制波，从而实现对占空比的修正，使得+1电平和-1电平作用时间相同，进而实现中点平衡。

本发明基于前述的一种用于半桥三电平直流变换器的中点平衡电路，提出了如下的控制方法，采用单电流闭环控制策略，具体包括以下步骤：

步骤1，采集电容C_in1的电压U_cin1(k)、电容C_in2的电压U_cin2(k)，由公式

ΔU_cin(k)＝U_cin2(k)-U_cin1(k)

得到电压差ΔU_cin(k)，其中k表示第k时刻。

步骤2，将在第k时刻采样得到的电压差ΔU_cin(k)与给定参考偏置电压量ΔU_ref做差运算，定义ΔU_ref＝0，得到在第k时刻的电容电压偏置量ΔU(k)，

其值为ΔU(k)＝ΔU_ref-ΔU_cin(k)，其与电容C_in1、C_in2电压的大小关系如下：

步骤3，将在第k时刻得到的电容电压偏置量ΔU(k)进行比例积分调节，得到所对应的占空比修正量ΔD(k)。

步骤4，采集在第k时刻得到的滤波电感电流I_Lo(k)，对其进行比例积分调节，得到在指令电流量I_ref下所对应的闭环占空比D(k)。

步骤5，本发明利用DSP中的EPWM模块，通过比较载波与调制波的大小关系进行发波，具体发波机理如图4所示，在这里定义幅值为[0，1]的高频三角载波为T_c、幅值为CMPA的调制波为T_mA、幅值为CMPB的调制波为T_mB、幅值为CMPC的调制波为T_mC、幅值为CMPD的调制波为T_mD；将调制波T_mA和调制波T_mB作为开关管S₁、S₄的调制波，将调制波T_mC和调制波T_mD作为开关管S₂、S₃的调制波，将调制波T_mA的幅值CMPA作为移相角；考虑到+1电平作用时间和-1电平作用时间之和不变，且开关管S_i的驱动信号的占空比均为0.5，调制波T_mA、T_mB、T_mC和T_mD的幅值需满足以下条件：

由于改变移相角就可以改变有效输出占空比(即+1电平作用时间和-1电平作用时间)，为了简化算法，则可以保持开关管S₂、S₃的驱动信号始终不变，仅仅靠改变开关管S₁、S₄的驱动信号相位来改变有效输出占空比，那么将调制波T_mC的幅值CMPC和调制波T_mD的幅值CMPD固定，令CMPC＝0，CMPD＝1；同时，在满足调制波T_mA的幅值CMPA和调制波T_mB的幅值CMPB之和CMPA+CMPB＝1条件下，我们可以通过改变CMPA的值来改变+1电平作用时间，这时CMPB也相应变化，-1电平作用时间也相应改变，但无论怎么改变，两者作用时间始终相同，即为了简化算法，将调制波T_mC和调制波T_mD的幅值固定，则可得到以下条件：

其中i＝1,2,3,4，表示各开关管的编号。

步骤6，根据步骤5中的条件限定，将步骤4中得到的闭环占空比赋值给调制波T_mA的幅值CMPA，可得：CMPA(k)＝D(k)，CMPB(k)＝1-D(k)。根据得到的调制波T_mA的幅值CMPA(k)和调制波T_mB的幅值CMPB(k)，当三角载波计数值CMP大于调制波T_mA的幅值CMPA(k)时，开关管S₁和S₄导通；当三角载波计数值CMP小于调制波T_mB的幅值CMPB(k)时，开关管S₁和S₄关断；同理，对于开关管S₂、S₃的驱动信号，当三角载波计数值CMP大于调制波T_mC的幅值0时，开关管S₂和S₃导通；当三角载波计数值CMP小于调制波T_mD的幅值1时，开关管S₂和S₃关断。

步骤7，根据步骤6中得到开关管S₁、S₂、S₃和S₄的驱动信号，将开关管S₁和开关管S₃的驱动信号进行反相，开关管S₂和开关管S₄的驱动信号保持不变，得到理想情况下的半桥三电平直流变换器的4路开关管的驱动信号S₁'，S₂'，S₃'，S₄'。

步骤8，考虑到中点不平衡情况，应该对调制波幅值进行修正，调制波修正示意图如图5所示。当+1电平作用时间比-1电平作用时间长，电容C_in1的电压小于电容C_in2的电压，则减小开关管S₁和S₂的移相角(调制波T_mA的幅值CMPA(k))，增大开关管S₃和S₄的移相角(调制波T_mB的幅值CMPB(k))；当+1电平作用时间比-1电平作用时间短，电容C_in1的电压大于电容C_in2的电压，则增大开关管S₁和S₂的移相角(调制波T_mA的幅值CMPA(k))，减小开关管S₃和S₄的移相角(调制波T_mB的幅值CMPB(k))；

步骤9，根据步骤3中得到的占空比修正量ΔD(k)、步骤6中得到的调制波T_mA的幅值CMPA(k)和调制波T_mB的幅值CMPB(k)表达式，可得在存在电容电压偏置量ΔU(k)时，加入占空比修正量之后的调制波幅值为：

将调制波幅值CMPA(k)和CMPB(k)修正之后，得到半桥三电平直流变换器的4路开关管的驱动信号S₁”，S₂”，S₃”，S₄”。

根据本发明提出的方法在半桥三电平实验平台上加以验证，实验条件：母线电压为60V，占空比D＝0.5，将给定参考偏置电压量ΔU_ref从0调至10，可以得到图6，其为半桥三电平直流变换器的电容C_in1、C_in2电压实现由不均压到均压的实验波形图；将给定参考偏置电压量ΔU_ref从10调至0，可以得到图7，其为半桥三电平直流变换器的电容C_in1、C_in2电压实现由不均压到均压的实验波形图，可以看到通过上位机调节后，响应速度快，调节时间为20ms左右。图8是本发明所针对的半桥三电平直流变换器在中点不平衡下(人为设定给定参考偏置电压量ΔU_ref＝10)的原边输出电压和整流桥输出电压的实验波形图，此时正负半周期内原边输出电压和整流桥输出电压的幅值不同，电压应力不均：在正半周期内，电压的幅值低于U_dc/2；在负半周期内，电压的幅值高于U_dc/2。图9是本发明所针对的半桥三电平直流变换器在加入中点平衡控制方法下的原边输出电压和整流桥输出电压的实验波形图，此时正负半周期内原边输出电压和整流桥输出电压的幅值相同，电压应力均为U_dc/2，可以看到本发明所针对的中点平衡控制方法可行有效。

本发明不限于以上对实施例的描述，本领域技术人员根据本发明揭示的内容，在本发明基础上不必经过创造性劳动所进行的改进和修改，都应该在本发明的保护范围之内。