电能路由器和电能路由器子模块的制作方法

本发明涉及电力电子技术领域，更具体地，涉及电能路由器和电能路由器子模块。

背景技术：

随着化石能源的不断消耗，能源危机愈演愈烈，多种形式的新能源发电越来越受到人们的重视。由于各种新能源发电的电能形式各不相同，在接入电网时需要使用功能全面可靠、灵活性强的电能路由器作为枢纽。

电能路由器已经有了一定时间的发展，其最主要的几项功能，四象限运行、功率双向、完全可控等，在目前已有的解决方案中基本都能够实现。除了其本身的功能实现外，功率开关利用情况也成为电能路由器的发展研究道路上的主要制约。开关器件利用率是衡量系统设计是否高效、结构是否合理的重要指标。虽然已经有多种电能路由器的实现方案被提出，但现有的电能路由器的电路结构仅以实现基本功能为主要目标，而没有考虑到开关器件利用率这一衡量电路性能的因素，因而无法确保高开关器件利用率，从而造成开关器件使用的不匹配与浪费。

技术实现要素：

本发明的目的是解决上述问题，提出一种电能路由器，其能够在实现电能路由器基本功能的同时提高开关器件的利用率。

本发明的另一个目的是提供一种用于构成上述电能路由器的电能路由器子模块。

根据本发明的一个方面，提出一种电能路由器，其特征在于，包括：

级联的子模块，

每个所述子模块包括整流级与隔离级，其中：

所述整流级采用二极管箝位三电平全桥结构，

所述隔离级包括dc-dc变换器，该dc-dc变换器包括原边、副边和变压器，其中所述原边采用二极管箝位三电平半桥结构，该二极管箝位三电平半桥的直流侧与所述整流级的直流母线相连。

通过采用上述电路结构，提高了整流级电路与dc-dc变换器原边的开关器件选型匹配程度与接近程度，减少因器件电流等级不匹配而造成的开关器件浪费，从而提高开关器件利用率。

可选地，所述dc-dc变换器的副边采用h桥结构。

可选地，所述dc-dc变换器的副边采用二极管箝位三电平半桥结构。

通过根据高压侧与低压侧的直流母线电压比将dc-dc变换器的副边电路结构确定为上述结构之一，由于变压器两侧电压等级接近，使得变压器两侧开关器件流过的最大电流相近，从而提高器件匹配程度，减少因器件电流等级不匹配而造成的器件浪费，提高开关器件利用率。

可选地，所述dc-dc变换器为隔离双向dc-dc变换器，所述变压器为高频隔离变压器，所述二极管箝位三电平半桥的直流侧与所述整流级共用两个串联连接的母线电容，该二极管箝位三电平半桥的输出端和所述两个母线电容的中点分别与高频隔离变压器原边绕组的两个抽头相连接，所述h桥两桥臂的输出端分别与高频隔离变压器副边绕组的两个抽头相连接，其直流侧由直流母线电容稳压。

可选地，所述dc-dc变换器为隔离双向dc-dc变换器，所述变压器为高频隔离变压器，所述dc-dc变换器原边的二极管箝位三电平半桥的直流侧与所述整流级共用两个串联连接的母线电容，该二极管箝位三电平半桥的输出端和所述两个母线电容的中点分别与高频隔离变压器原边绕组的两个抽头相连接，所述dc-dc变换器副边的交流侧正负极性端子分别与高频隔离变压器副边绕组的两个抽头相连接，其直流侧由两个串联连接的电容稳压。

可选地，所述dc-dc变换器中的开关器件使用碳化硅(sic)功率模块。

碳化硅器件的开关损耗大大低于硅基器件，适合用于高频工作(20khz以上)的隔离双向dc-dc变换器。在隔离双向dc-dc变换器中选取碳化硅器件，可以提高开关器件与工作模式的匹配程度，降低损耗，提高系统整体效率。

可选地，所述级联的子模块中的整流级构成二极管箝位三电平全桥级联形式，并且，所述级联的子模块中的dc-dc变换器副边的直流母线并联连接，作为直流输出端口。

可选地，该电能路由器包括三相桥臂，每一相桥臂由所述级联的子模块组成，三相桥臂采用y型连接，一端连接至一共同点，另一端分别于三相电网连接。

可选地，该电能路由器还包括与所述直流输出端口相连接的三相四桥臂逆变器，该三相四桥臂逆变器的四个桥臂分别作为中性点桥臂和三个输出桥臂，每个输出桥臂与中性点桥臂组成独立的220v交流端口。

根据本发明的另一个方面，提出一种电能路由器子模块，用于构成如前面所述的电能路由器。

综上所述，本发明以电能路由器需实现的功能作为基础，在实现必要功能的前提下，通过对各部分电路拓扑特性、子模块工作模式以及器件性能的分析，设计特定的电路及器件组合，提高开关器件的利用率以及系统效率。其优点在于，在相同的功率容量下，本发明所提出的组合电路对系统中所使用的开关器件利用更加充分，整体效率更高。

附图说明

通过结合附图对实施例的描述，可以更好地理解本发明的上述和其他特征及优点。

图1为本发明实施例的电能路由器的系统总体结构图；

图2为图1中子模块的整流级电路图；

图3为图1中子模块的隔离级的第一种结构的电路图；

图4为图1中子模块的隔离级的第二种结构的电路图；

图5为使用单移相控制的隔离双向dc-dc变换器的典型电压及漏感电流波形图；

图6为图1中的三相四桥臂逆变器的电路图；

图7为本发明的一个具体例子的系统电路图。

具体实施方式

下面结合附图详细描述本发明的实施例。这些实施例仅是示意性的，旨在用于解释本发明，而不应该被理解为对本发明的限制。附图中相同或相似的附图标记表示相同或相似的部件

图1示出了本发明实施例的电能路由器100的系统总体结构图。该电能路由器100包括三相y型连接的子模块级联结构。每个子模块包括整流级(由整流器200表示)和隔离级(由dc-dc变换器300表示)。将整流级与隔离级整合在一起组成子模块可以提高系统的模块化程度。

三相桥臂中的每相桥臂由子模块级联连接而组成，即，每个子模块输入端子中的上部端子与前一级的下部端子相连，下部端子与后一级的上部端子相连。桥臂交流侧电压等于桥臂包含的所有子模块电压之和，桥臂中每个子模块交流侧电流均相同，等于电网侧的输入电流。三相桥臂通过y型接法连接，即三个桥臂一端连接至一共同点，另一端分别与三相电网连接。所有子模块中dc-dc变换器300的低压侧的直流母线并联输出，作为整个系统的直流输出端口。

根据一个实施例，电能路由器100还可以包括连接到直流输出端口的三相四桥臂逆变器600。该三相四桥臂逆变器600的四个桥臂分别作为中性点桥臂和三个输出桥臂，每个输出桥臂与中性点桥臂组成独立的220v交流端口。

图2示出了图1中子模块的整流级(表示为整流器200)的电路图。由于整流级电网电流仅由电网电压、系统运行功率以及功率因数决定，与整流级电压、桥臂子模块串联数及整流级电路结构等因素无关，又由于整流级的级联结构，电网电流与子模块中整流级部分的电流相等，因此整流级电流与整流级电压、桥臂子模块串联数及整流级电路结构等因素无关。为提高等效开关频率，降低滤波电感需求，同时保证一定的简单性、可靠性及易实施性，本发明实施例的整流级采用二极管箝位三电平全桥结构。

更具体地，如图2所示，本发明实施例的每一个子模块中的整流级包括八个开关器件与四个箝位二极管。将八个开关器件分别标注为q11～q18，四个箝位二极管分别标注为d11～d14，其中q11～q14，q15～q18分别串联组成两个桥臂，q11～q14依顺序串联连接，d11的阴极与q11的发射极和q12的集电极相连，d11的阳极与d12的阴极相连，d12的阳极与q13的发射极和q14的集电极相连。q11的集电极作为直流母线正极，q14的发射极作为直流母线负极。两个串联的电容c11与c12作为直流母线的稳压电容，c11的正极与高压侧直流母线正极相连，c11的负极与c12的正极相连，c12的负极与高压侧直流母线的负极相连。d11的阳极和d12的阴极与两个串联电容c11和c12的中点相连，作为三电平桥臂的中性点。q12的发射极和q13的集电极作为整流级交流侧的正极性端子。q15～q18及d13～d14采用相同的连接方法，组成另一个三电平桥臂。q15的集电极与直流母线正极相连，q18的发射极与直流母线的负极相连，d13的阳极和d14的阴极与两个母线稳压串联电容c11和c12的中点相连，作为三电平桥臂的中性点。q16的发射极与q17的集电极作为整流级交流侧的负极性端子。高压侧直流母线由直流稳压电容c11和c12来维持直流母线电压。直流母线正极和直流母线负极分别作为整流级直流侧的正负极性输出端子。每一个子模块的交流侧正极性端子与前一个子模块的交流侧负极性端子相连接，交流侧负极性端子与后一个子模块的交流侧正极性端子相连接，形成级联结构。三相桥臂中各自最后一个子模块的负极性端子相连接，作为中性点；三相桥臂中各自第一个子模块的正极性端子作为各相与电网的连接点，与电网各相相连接。该整流级电路嵌入子模块中，每一个单独的二极管箝位三电平全桥与后面连接的dc-dc变换器300共同组成一个子模块，再由上述的子模块整流级接口的连接方式而形成三电平全桥级联结构。

图3和图4为图1中子模块的隔离级(表示为dc-dc变换器300)的两种结构的电路图。该dc-dc变换器300，优选为隔离双向dc-dc变换器，包括三部分，即高压侧桥臂、高频隔离变压器t、以及低压侧桥臂。

在本发明的实施例中，整流级与隔离级高压侧共用直流母线，具有相同的直流母线电压。根据隔离级的隔离双向dc-dc变换器的单移相控制策略，及该控制策略下的典型变压器电流波形，可以得到变压器流过的电流最大值，即与之直接相连的器件上所流过的电流最大值。为使整流级与隔离级原边的电流大小更相近，隔离级原边采用二极管箝位型三电平结构，三电平输出端点与两串联电容的中点分别与隔离级中的高频变压器两端子相连。这样可以提高整流电路与隔离双向dc-dc变换器原边的器件选型匹配程度与接近程度，减少因开关器件电流等级不匹配而造成的器件浪费，进而提高开关器件利用率。

具体地，如图3和图4的左侧所示，dc-dc变换器300的高压侧桥臂使用二极管箝位三电平半桥结构，由四个碳化硅开关器件和两个碳化硅箝位二极管组成。将四个开关器件分别标为q21，q22，q23，q24，将两个箝位二极管标为d21和d22。q21的发射极与q22的集电极相连，q22的发射极与q23的集电极相连，q23的发射极与q24的集电极相连，d21的负极与q21的发射极相连，d21的正极与d22的负极相连，d22的正极与q23的发射极相连。q21的集电极作为高压侧直流母线的正极，q24的发射极作为高压侧直流母线的负极。高压侧与整流级共用直流母线，由电容c11和c12维持电压。c11的负极与d21的正极相连，作为高压侧桥臂交流侧的负极性端子，与高频隔离变压器t原边线圈的负极性端子相连，q22的发射极作为高压侧桥臂交流侧的正极性端子，经外接电感与高频隔离变压器t原边线圈的正极性端子相连。

为了进一步提高开关器件利用率，本发明的实施例根据高压侧与低压侧直流母线的电压比来确定隔离双向dc-dc变换器的低压侧桥臂的结构。具体地说，隔离级副边直流母线电压根据需求设计为确定值，为了使隔离级中变压器原副边电流大小更相近，根据高压侧与低压侧的直流母线电压进行相应的电路结构选择。当高压侧与低压侧电压比接近1:1时，低压侧选择与高压侧相同的二极管箝位型三电平结构；当高压侧与低压侧电压比接近或高于2:1时，低压侧选择h桥电路结构。这样，由于变压器两侧电压等级接近，使得变压器两侧开关器件流过的最大电流相近，从而提高器件匹配程度，减少因器件电流等级不匹配而造成的器件浪费，提高开关器件利用率。

具体地，如图3所示，低压侧桥臂的结构一为h桥结构，由四个碳化硅开关器件组成。将四个开关器件分别标注为q31,q32,q33,q34，其中q31和q32，q33和q34分别串联组成两个桥臂，q31的发射极与q32的集电极相连，同时与高频变压器t副边线圈的正极性端子相连，q33的发射极与q34的集电极相连，同时与高频变压器t副边线圈的负极性端子相连。q31的集电极与q33的集电极相连，作为h桥的直流母线正极，q32的发射极与q34的发射极相连，作为h桥的直流母线负极。直流母线正极与直流稳压电容c2的正极相接，直流母线负极与直流稳压电容c2的负极相接，由直流稳压电容c2来维持直流母线电压。直流母线正极和直流母线负极分别作为隔离双向dc-dc变换器低压侧直流母线正负极性输出端子。

如图4所示，低压侧桥臂的结构二为二极管箝位三电平半桥结构，由四个碳化硅开关器件及两个碳化硅箝位二极管组成。将四个开关器件分别标为q31，q32，q33，q34，将两个箝位二极管标为d31和d32。q31的发射极与q32的集电极相连，q32的发射极与q33的集电极相连，q33的发射极与q34的集电极相连，d31的负极与q31的发射极相连，d31的正极与d32的负极相连，d32的正极与q33的发射极相连。q31的集电极作为低压侧直流母线的正极，q34的发射极作为低压侧直流母线的负极。低压侧直流母线由两个串联的电容c21和c22维持电压。c21的正极与低压侧直流母线正极相连，c21的负极与c22的正极相连，c22的负极与低压侧直流母线的负极相连。c21的负极与d31的正极相连，作为低压侧桥臂交流侧的负极性端子，与高频变压器t的副边线圈的负极性端子相连，q32的发射极作为低压侧桥臂交流侧的正极性端子，与高频变压器t副边线圈的正极性端子相连。

隔离双向dc-dc变换器高压侧直流母线的正负极分别与整流级200的三电平全桥的直流母线正负极相连，共用直流母线。所有低压侧直流母线正极全部相连，负极全部相连，即所有隔离双向dc-dc变换器300的低压直流母线全部并联连接。隔离级低压侧桥臂结构由高压侧与低压侧直流母线的电压比确定。当电压比接近1:1时，副边采用图4所示的结构二；当电压比接近或大于2:1时，副边采用图3所示的结构一。

如上所述，本发明的优选实施例根据隔离双向dc-dc变换器工作频率较高(20khz以上)的特性，选取碳化硅功率模块作为隔离级高压侧和低压侧的开关器件。碳化硅器件的开关损耗大大低于硅基器件，适合用于高频工作的隔离双向dc-dc变换器。因此，在隔离双向dc-dc变换器中选取碳化硅器件，可以提高开关器件与工作模式的匹配程度，降低损耗，提高系统整体效率。

图5示出本发明实施例所使用的单移相控制下的隔离双向dc-dc变换器300的典型电压及漏感电流波形。根据电压电流波形进行推导计算，可以得出每个模块正常工作时的传输功率表达式为

式(1)中pdc_dc为单个隔离双向dc-dc变换器300的额定传输功率；n为高频变压器t原副边匝数比；uh为高压侧直流母线电压；ul为低压侧直流母线电压；fdc_dc为隔离双向dc-dc变换器300的额定工作频率；l1为高频变压器t的漏感；d为额定调制移相比。

漏感设计值为

根据本发明实施例的漏感值和变压器原副边电压，可以推导得到变压器原边电流最大值

式(3)中im_dcdc为隔离双向dc-dc变换器高频变压器原边电流最大值；k＝uh/(2nul)。

整流级电流可以直接由每相功率、相电压及功率因数推导得到

式中im_conv为整流级电流最大值；pphase为每相额定传输总功率；uphase为相电压有效值；为功率因数。

电网每相的电压及功率与隔离双向dc-dc变换器的电压及功率有确定的关系：

pphase＝npdc_dc(5)

其中n为每相桥臂级联子模块个数；m为整流级调制比。

将典型设计参数，即k＝1、d＝0.3、m＝0.9、分别代入im_dcdc及im_conv的表达式中，可以得到两部分的电流关系

对于高压侧采用h桥结构的隔离双向dc-dc变换器，整流级与隔离级电流最大值之比可计算得结果约为2。相比之下，由于本发明实施例采用了特定的电路组合，使整流级与隔离级电流的最大值之比约为1，从而在器件选择时，规避了在设计不同运行功率时，因电流不匹配而造成的开关器件电流容量的浪费，从而提高开关器件的利用率。

如图6所示，图1中的三相四桥臂逆变器600共由八个开关器件组成。将八个开关器件分别标注为qn1,qn2,qa1,qa2,qb1,qb2,qc1,qc2，其中qn1和qn2,qa1和qa2,qb1和qb2,qc1和qc2分别串联组成桥臂，qn1的发射极与qn2的集电极相连，作为逆变器中性点端子；qa1的发射极与qa2的集电极相连，作为逆变器a相输出端子；qb1的发射极与qb2的集电极相连，作为逆变器b相输出端子；qc1的发射极与qc2的集电极相连作为逆变器c相输出端子。qn1、qa1、qb1和qc1的集电极相连，作为逆变器的直流母线正极，qn2、qa2、qb2和qc2的发射极相连，作为逆变器的直流母线负极。直流母线正极与直流稳压电容cinv的正极相接，直流母线负极与直流稳压电容cinv的负极相接，由直流稳压电容来维持直流母线电压。直流母线正极和直流母线负极分别作为逆变器600直流侧的正负极性输出端子。逆变器600的直流母线电压值与隔离双向dc-dc变换器300的低压侧直流母线电压值相等，两个直流母线直接正负极对应相连。

图7示出了本发明实施例的一个特定应用场景的例子。对于交流侧接10kv电网，低压直流端口700v的电能路由器设计要求，根据本发明所提出的组合电路与相应的设计选择方法，首先可以确定隔离双向dc-dc变换器高压侧直流母线电压应选取在700v或1400v附近。整流级与隔离级高压侧共用直流母线电压，因此整流级直流母线电压也应取为700v或1400v附近。为避免每相桥臂级联子模块数量过多，造成pwm控制端口数目过于庞大，选取1400v电压等级。再结合实际器件型号以及整流级的三电平拓扑，考虑裕量留取，需使用额定承压1200v的开关器件。为提高器件承压能力的利用率，最终确定高压侧直流母线电压为1500v。根据直流母线电压与电网相电压的关系，可以确定每相级联子模块个数为6，整流级调制比取为0.91。由此，可以根据隔离级高压侧与低压侧直流母线电压比约为2:1，确定隔离双向dc-dc变换器低压侧采用h桥结构。三相四桥臂逆变器直流母线电压选取为与隔离双向dc-dc变换器低压直流母线电压相同的700v，直接与隔离双向dc-dc变换器低压直流母线相连，开关器件选用承压1200v的开关器件。最终，系统结构确定如下，子模块整流级使用图2所示的电路结构，开关器件使用1200vsicmosfet功率模块；隔离级使用图3所示的电路结构，开关器件使用1200v碳化硅功率模块；逆变器使用图6所示的电路结构，开关器件使用1200vigbt模块；每6个子模块级联组成一相桥臂，三相桥臂使用y型接法，负极全部相连，正极与电网对应相线相连。至此，具有高器件利用率的电能路由器组合电路结构设计完成，具体参数可以根据实际运行功率进行调配。

以上参考附图描述了本发明的实施例。这些实施例仅仅是示例性的，而并非旨在对本发明的范围进行限制。本领域技术人员可以在不偏离本发明的精神和原则的情况下做出各种修改、等同替换和改进。本发明的保护范围仅由后附的权利要求书限定。