一种七段式SVPWM调制方法及调制系统与流程

本发明涉及pwm调制技术领域，具体地说是一种七段式svpwm调制方法及调制系统。

背景技术：

三相逆变是通过逆变电路把直流电转变成三相交流电的过程，三相逆变在新能源的开发、电力有源滤波器、无功发生器、光伏、风能、储能电池等设备中被广泛应用。三相逆变通常采用如图1所示的逆变桥电路(或称逆变器电路)，在逆变桥电路中具有六只功率开关器件t1～t6，c1～c6分别是六只功率开关器件的驱动信号，u、v、w为逆变桥电路输出的三相相电压，udc是逆变桥电路的直流电压。通过控制电路对逆变桥电路进行有序控制，使逆变桥电路输出三相交流电。

svpwm(空间矢量脉宽调制，spacevectorpulsewidthmodulation)调制技术是在三相逆变过程中，产生三相逆变桥电路中六只功率开关器件的驱动信号c1～c6，用所产生的驱动信号控制六只功率开关器件，最终使逆变电路输出三相交流电。

将逆变电路输出的三相相电压u、v、w分别加在空间上互差120°的三相平面静止坐标系上，可以定义三个电压空间矢量u(t)、v(t)、w(t)，它们的方向始终在各相的轴线上，而大小则随时间按正弦规律做变化，时间相位互差120°，如图2所示。假设um为相电压的有效值，f为电源频率，则有：

u(t)＝umcos(θ)(1)

v(t)＝umcos(θ-2π/3)(2)

w(t)＝umcos(θ+2π/3)(3)

其中，θ＝2πft＝ωt，三相电压空间矢量相加的合成空间矢量u(t)可以表示为：

可见，u(t)是一个旋转的空间矢量，它的幅值为相电压峰值um的1.5倍，且以角频率ω＝2πf按逆时针方向匀速旋转；空间矢量u(t)在三相坐标轴上的投影就是对称的三相正弦量。

三相逆变的原理就是使图1中逆变桥电路输出的u、v、w合成的矢量vref尽量模拟图2中的矢量圆。在图1中，六只功率开关器件可分为三个桥臂，分别为u臂、v臂和w臂，三个桥臂均工作在开关状态；每一桥臂的两器件不能全通，也不能全闭；定义上开下关为1，上关下开为0。这样，u臂、v臂、w臂的工作状态可分为(001)、(010)、(011)、(100)、(101)、(110)六个基本矢量，以及(000)、(111)两个零矢量。可以理解零矢量时逆变桥电路不输出能量，六个基本矢量组成了基本矢量空间。六个基本矢量把基本矢量空间分割成六个区间：它们分别是i、ⅱ、ⅲ、ⅳ、ⅴ、ⅵ区间，如图3所示。把一个输出逆变周期等分成六个扇区，一个扇区分成n等分，每一份就是一个调制周期(或称开关周期)，即：一个扇区内包含n个调制周期。

结合图4，svpwm调制原理的四个基本公式如下：

ts＝tk+tk+1+t0(6)

式(7)和(8)适用于第i扇区；在其他扇区内，由于θ角度的不同，因此式(7)和(8)会有差异。上面四个式子中，vref为合成的矢量(或称参考电压矢量，亦即旋转矢量)，v0为零矢量(000)或(111)，ts为svpwm调制周期，tk为矢量vk所作用的时间，tk+1为矢量vk+1所作用的时间，t0为矢量v0所作用的时间。在第i扇区内，vk为(100)，vk+1为(110)；在ⅱ扇区内，vk为(110)，vk+1为(010)；在第ⅲ扇区内，vk为(010)，vk+1为(011)；在第ⅳ扇区内，vk为(011)，vk+1为(001)；在第ⅴ扇区内，vk为(001)，vk+1为(101)；在第ⅵ扇区内，vk为(101)，vk+1为(100)。参考电压矢量vref旋转到某一扇区内的某一角度θ时，其是该扇区相邻矢量vk、vk+1和零矢量v0在这个调制周期内共同作用的结果，其数值大小等于三个矢量分别乘其作用时间tk、tk+1和t0与调制周期ts比值之和。udc为逆变系统的直流母线电压。

svpwm的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等，见公式(5)及图4。在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到，见公式(5)和(6)。两个相邻矢量的作用时间在一个开关周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，见公式(7)和(8)，使电压空间矢量按接近圆的轨迹旋转。

参见图5，图5是svpwm七段式调制在基本矢量空间的六个扇区的调制波形。图5中，零矢量(000)用v0表示，(111)用v7表示。图5中只示出了用于驱动逆变桥电路的三个桥臂中的上功率开关器件的驱动波形c1-c3，下功率开关器件的驱动波形c4-c6是驱动波形c1-c3的非。调制波形规定了参考电压矢量vref在每个扇区，在一个svpwm调制周期ts内，相邻矢量vk、vk+1和零矢量(v0、v7)作用的顺序，时间分配的比率。随参考电压矢量vref的旋转角度或位置不同，相邻矢量vk、vk+1的作用时间tk、tk+1是不断变化的，但调制波形的基本构成不变。

svpwm调制的经典方法是七段式调制，把公式(7)和(8)中的参考电压矢量vref分解为α、β直角坐标中的vα和vβ两个分量；或利用相差120°的三相信号源，通过clark变换，转变成α、β直角坐标中的vα和vβ两个分量，然后利用vα和vβ控制svpwm过程。

svpwm七段式调制是现有技术中应用最为广泛、总谐波(thd)含量最低的一种方法。但是，利用参考电压矢量vref和公式(7)和(8)直接控制svpwm调制涉及到大量三角函数运算，比较繁琐。

技术实现要素：

本发明的目的之一就是提供一种七段式svpwm调制方法，该方法利用极坐标ρ、θ控制svpwm调制的过程，可解决现有的七段式调制运算复杂、繁琐的问题。

本发明的目的之二就是提供一种七段式svpwm调制系统，该系统结构简单，控制原理有别于经典的七段式调制，调制时只需输入有限的几个三角函数值即可完成调制，且逆变效果仿真分析总谐波与经典的七段式调制基本相同。

本发明的目的之一是这样实现的：一种七段式svpwm调制方法，包括如下步骤：

第一步：将基本矢量空间分为六个扇区，每一扇区内具有n个svpwm调制波；在任一svpwm调制波内，合成的参考电压矢量vref由所在扇区的两个相邻非零矢量vk、vk+1以及零矢量按作用时间比例构成；

参考电压矢量vref的表达式为：

式①中，v0为零矢量(000)或(111)，ts为svpwm调制周期，tk为矢量vk所作用的时间，tk+1为矢量vk+1所作用的时间，t0为矢量v0所作用的时间；在第一扇区内，vk为(100)，vk+1为(110)；在第二扇区内，vk为(110)，vk+1为(010)；在第三扇区内，vk为(010)，vk+1为(011)；在第四扇区内，vk为(011)，vk+1为(001)；在第五扇区内，vk为(001)，vk+1为(101)；在第六扇区内，vk为(101)，vk+1为(100)；

ts、tk、tk+1的表达式如下：

ts＝tk+tk+1+t0②

式③和④适用于第一扇区，θ为参考电压矢量vref的旋转角度；udc是逆变器直流电压；

第二步：在第一扇区，用周期为ts的单位幅值的等腰三角形锯齿波对正弦波信号进行规则采样，采样值分别如下：

x(k+1)i＝sin(δθi)⑥

式⑤、⑥和⑦中，i＝0～n；δθ为采样间隔，且δθ＝π/3×n；

公式⑥可替换为x(k+1)i＝xk(n-i)，i＝0～n；

第三步：设置比较参数va、vb和vc；且三个比较参数满足如下公式：

式⑨适用于第一、三、五扇区；式⑩适用于第二、四、六扇区；

第四步：将周期为ts的单位幅值的等腰三角形锯齿波与比较参数va、vb和vc进行比较，获得第一扇区的svpwm调制波；

本步骤中，当周期为ts的单位幅值的等腰三角形锯齿波小于va、vb或vc时，所获得的svpwm调制波对应为低电平；当周期为ts的单位幅值的等腰三角形锯齿波大于等于va、vb或vc时，所获得的svpwm调制波对应为高电平；

第五步：按照上述获取第一扇区的svpwm调制波的方法，获得其他五个扇区的svpwm调制波。

本发明的目的之二是这样实现的：一种七段式svpwm调制系统，包括四个输入端、一个输出端、模2计数器、模6计数器、第一两路选择开关、第二两路选择开关、第一加法器、第二加法器、第三加法器、减法器、乘法器、第一比较器、第二比较器、第三比较器、三个六路选择开关以及三个反向器；

四个输入端分别为：输入离散的采样值的第一输入端，输入离散的采样值x(k+1)i＝sin(δθi)的第二输入端，输入频率为6f的方波信号的第三输入端，输入周期为ts的单位幅值的等腰三角形锯齿波信号的第四输入端；其中，δθ＝π/3×n，n为基本矢量空间六个扇区中每一扇区内的svpwm调制波个数，f为逆变器的输出频率，ts为svpwm调制周期；

第一输入端和第二输入端分别接第一两路选择开关的两个输入端，第一输入端和第二输入端同时还分别接第二两路选择开关的两个输入端，第三输入端经模2计数器后分别与第一两路选择开关和第二两路选择开关的控制端相接，在模2计数器的控制下，在奇扇区内，第一两路选择开关输出xki，第二两路选择开关输出x(k+1)i；在偶扇区内，第一两路选择开关输出x(k+1)i，第二两路选择开关输出xki；

第一输入端和第二输入端分别接第三加法器的两个输入端，第三加法器的输出端接减法器的一个输入端，减法器的另一输入端输入1，减法器的输出端接乘法器，乘法器输出va，且其中

乘法器的输出端分别与第一比较器和第一加法器的输入端相接，第一加法器的另一输入端接第一两路选择开关的输出端，第一加法器输出vb，在奇扇区内，在偶扇区内，第一加法器的输出端分别与第二比较器和第二加法器的输入端相接，第二加法器的另一输入端接第二两路选择开关的输出端，第二加法器输出vc，且第二加法器的输出端与第三比较器的输入端相接；

第四输入端分别与第一比较器、第二比较器、第三比较器的输入端相接，第一比较器、第二比较器、第三比较器的输出端分别与三个六路选择开关的输入端相接；第三输入端经模6计数器后分别与三个六路选择开关的控制端相接，在模6计数器的控制下，三个六路选择开关选择性输出三个比较器以排列形式输出的信号；

三个六路选择开关的输出端一方面与输出端相接，另一方面各经一个反向器后与输出端相接，输出端输出用于驱动逆变器电路中六只功率开关器件的六路驱动信号。

优选的，本发明所提供的七段式svpwm调制系统，还包括第一乘法器和第二乘法器；第一输入端经所述第一乘法器后分别与第一两路选择开关、第二两路选择开关和第三加法器相接，第二输入端经所述第二乘法器后分别与第一两路选择开关、第二两路选择开关和第三加法器相接；第一乘法器用于使第一输入端输入的采样值xki扩大a倍，第二乘法器用于使第二输入端输入的采样值x(k+1)i扩大a倍，且0＜a＜1。

优选的，本发明所提供的七段式svpwm调制系统中第一比较器用于对va与单位幅值的等腰三角形锯齿波进行比较，当单位幅值的等腰三角形锯齿波小于va时，第一比较器输出低电平，否则输出高电平；第二比较器用于对vb与单位幅值的等腰三角形锯齿波进行比较，当单位幅值的等腰三角形锯齿波小于vb时，第二比较器输出低电平，否则输出高电平；第三比较器用于对vc与单位幅值的等腰三角形锯齿波进行比较，当单位幅值的等腰三角形锯齿波小于vc时，第三比较器输出低电平，否则输出高电平。

经典七段式svpwm调制方法是无论输入何种方式的控制信号，最后控制信号均转换成αβ两轴直角坐标方式，由参考电压矢量vref在αβ轴上的投影来控制svpwm调制过程。本发明采用极坐标方式的输入控制信号，即输入幅度ρ和角度θ信息控制，幅度ρ为控制中的参考电压矢量vref，θ为参考电压矢量的移相角，相当于逆变器电路输出的ωt，以θ的正弦函数形式控制svpwm调制过程。一般认为这种方法涉及到大量的三角函数运算而不被采用。但本发明采样归一化后可以简化计算，使svpwm调制非常简单，更适合解耦控制。

本发明的优点是简化了传统svpwm调制的大量繁琐计算，如果采用硬件调制，其过程调制是仅输入有限的几个三角函数值，即可完成svpwm调制；按照这个硬件结构的基础，也可以将此方法移植到软件调制。

本发明所提供的基于极坐标的svpwm七段式调制比经典的七段式svpwm调制方法要简单，谐波分析表明总谐波(thd)与经典方法svpwm七段式调制相同。

附图说明

图1是三相逆变桥电路的主回路示意图。

图2是逆变电路输出三相相电压在三相平面静止坐标系上的示意图。

图3是六个基本矢量组成的基本矢量空间的示意图。

图4是合成的参考电压矢量在基本矢量空间第一扇区内与相邻矢量零矢量之间的关系示意图。

图5是七段式svpwm调制在基本矢量空间的六个扇区的调制波形；其中，图5(a)是第i扇区调制波形，图5(b)是第ⅱ扇区调制波形，图5(c)是第ⅲ扇区调制波形，图5(d)是第ⅳ扇区调制波形，图5(e)是第ⅴ扇区调制波形，图5(f)是第ⅵ扇区调制波形。

图6是在一个调制周期内采样值xki、x(k+1)i、x0i与tki、t(k+1)i、t0i之间的对应关系示意图。

图7是七段式svpwm调制波形在第一扇区的波形以及与之相对应的、幅值为1的等腰三角形两者之间的关系示意图。

图8是本发明所提供的七段式svpwm调制系统的电路结构示意图。

图9中，图9(a)是第三输入端输入的频率为300hz的方波信号示意图，图9(b)是模2计数器输出的频率为150hz的方波信号示意图，图9(c)是模6计数器输出的频率为50hz的阶梯状信号示意图。

图10是本发明仿真所得未滤波的4个周期的三相线电压波形示意图。

图11是本发明仿真所得未滤波的1个周期的三相线电压波形示意图。

图12是本发明仿真所得滤波后的4个周期的三相线电压波形示意图。

图13是本发明仿真所得三相相电压的波形示意图。

具体实施方式

本发明提供了一种七段式svpwm调制的实现方法(包括调制方法及调制系统)。本发明是在svpwm调制基本原理的基础上，在传统七段式svpwm的调制波形的基础上完成的。本发明具体是提供了svpwm生成调制波的计算方法以及它的svpwm调制硬件电路结构，根据硬件结构和设计方法可以移植为svpwm软件调制方案。

本发明所提供的svpwm调制系统(也可称调制电路)，只需输入离散的、有限的几个正弦信号采样点值即可完成svpwm调制。其过程是：

在基本矢量空间六个扇区共有等间隔采样点m＝6n，相当于360°一周的采样点数；n为每个扇区的采样点数，则采样间隔为如果逆变器输出频率为f，则调制频率为fs＝6nf，调制周期为例如，当f＝50hz，n＝12，则采样间隔δθ＝5°，svpwm调制频率为fs＝3.6khz，调制周期为

下面以第i扇区为例，介绍svpwm调制方法。

在基本矢量空间的第一扇区，即0-60°，用单位幅值的等腰三角形锯齿波对正弦信号做规则采样。正弦信号的采样值分别为：

x(k+1)i＝sin(δθi)，i＝0～n(10)

其中，δθ为采样间隔。实际上，采样值就是相应点δθi和的三角函数值。

由公式(9)、(10)可以看出，有：

x(k+1)i＝xk(n-i)，i＝0～n(12)

所以，实际svpwm调制中，当n＝12时，仅需输入xki的13个三角函数值，即可完成调制，13个x(k+1)i可以通过公式(12)推导获得，13个x0i可以通过公式(11)计算获得。

svpwm调制原理的四个基本公式如下：

ts＝tk+tk+1+t0(6)

设a为幅度系数，且当a＝1时，比值和具有最大值，参考电压矢量vref具有最大幅值，逆变器输出也为最大值；当a＝0时，参考电压矢量vref为零，逆变器输出最小。调整a值可以获得不同的参考电压矢量vref，vref的幅值是可调的，同时可使逆变器获得不同的输出。vref相当于基于极坐标控制中的矢量ρ。

当vref旋转到θi时，在δθ间隔内，相当于svpwm的一个调制周期ts内，采样值xki、

x(k+1)i、x0i就是相应的相邻矢量持续时间tki、t(k+1)i和t0i与调制周期ts在a＝1时的比值，具体公式如下：

x0i＝1-a(xki+x(k+1)i)。(16)

如图6所示，当采样点为θi时，用相似三角形图解了xki、x(k+1)i、x0i与tki、t(k+1)i、t0i之间的对应关系，证明了公式(13)～(16)成立。随着θi的变化，比值xki、x(k+1)i以及相邻向量的持续时间tki、t(k+1)i均发生变化。

如果逆变器输出频率为f＝50hz，svpwm调制频率为fs，输出一个周波内有m＝(fs/f)个svpwm调制波，一个扇区内分配n＝(m/6)个svpwm调制波。

例如，当n＝12时，在一个扇区内有12个svpwm调制波；m＝6n＝72，一个周波内有72个svpwm调制波，svpwm调制频率为fs＝72×50＝3.6khz，采样间隔δθ＝5°。

由公式(9)i＝0～n；可得：

xk0＝sin60°、xk1＝sin55°、xk2＝sin50°、xk3＝sin45°、xk4＝sin40°、xk5＝sin35°、xk6＝sin30°、xk7＝sin25°、xk8＝sin20°、xk9＝sin15°、xk10＝sin10°、xk11＝sin5°、xk12＝sin0°。

由公式(12)x(k+1)i＝xk(n-i)，i＝0～n，推导出：

x(k+1)0＝sin0°、x(k+1)1＝sin5°、x(k+1)2＝sin10°、x(k+1)3＝sin15°、x(k+1)4＝sin20°、x(k+1)5＝sin25°、x(k+1)6＝sin30°、x(k+1)7＝sin35°、x(k+1)8＝sin40°、x(k+1)9＝sin45°、x(k+1)10＝sin50°、x(k+1)11＝sin55°、x(k+1)12＝sin60°。

由公式(11)i＝0～n，计算出：x00、x01、x02、x03、x04、x05、x06、x07、x08、x09、x010、x011、x012。

可以看出，在n＝12的svpwm调制过程中，调制电路仅输入xki的13个三角函数值即可完成svpwm调制，其它x0i、x(k+1)i值可通过推导和计算获得。当然，x(k+1)i值也可通过公式(10)计算得知。

在基于极坐标的控制中，旋转矢量ρ的角度θ＝ωt也作为一个控制参量，在本发明中，用θ的正弦函数xki、x(k+1)i、x0i做控制参量；xki、x(k+1)i、x0i已经包含了角度信息。

其它五个扇区可重复使用这些数据。

参见图7，图7所示为七段式svpwm调制波形在第一扇区的波形以及与之相对应的、幅值为1的等腰三角形两者之间的关系示意图。以第一扇区为例如何获得比较参数(或称比较门限参数)va、vb、vc，需要找出向量作用时间tk、t(k+1)、t0与波形的占空比ta、tb、tc以及采样值xki、x(k+1)i、x0i与比较门限参数va、vb、vc之间的对应关系。

由图7，可得出：

结合图6，可得出：

公式(21)适用于奇扇区，即适用于第i、ⅲ、ⅴ区间；公式(22)适用于偶扇区，即适用于第ⅱ、ⅳ、ⅵ扇区。这是因为，由图5中调制波形可以看出，在基本矢量空间的六个扇区中，奇偶扇区的vk和vk+1的切换顺序是不一样的。本发明中用两路选择开关切换vk和vk+1，300hz两分频后为奇偶扇区控制信号，用于vk和vk+1切换控制。

用电压比较器输入单位幅度周期为ts的等腰三角形锯齿波与va、vb、vc分别比较后，获得第一扇区的svpwm调制波形，其它扇区的svpwm调制方法与第一扇区相同。

本发明所提供的七段式svpwm调制系统的电路结构如图8所示，七段式svpwm调制系统具体包括：第一输入端1、第二输入端2、第三输入端3、第四输入端4、输出端5、模2计数器6，模6计数器7、第一两路选择开关8、第二两路选择开关9、第一加法器10、第二加法器11、第三加法器13、减法器14、第一乘法器15、第二乘法器16、第三乘法器17、第一比较器18、第二比较器19、第三比较器20、第一六路选择开关21、第二六路选择开关22、第三六路选择开关23、第一反向器24、第二反向器25、第三反向器26。

第一输入端1输入的是离散的采样值xki，采样间隔n为基本矢量空间六个扇区中每一扇区内的svpwm调制波个数，i＝0～n；第二输入端2输入的是离散的采样值x(k+1)i，x(k+1)i＝sin(δθi)，采样间隔第三输入端3输入的是方波信号，方波信号的频率是逆变器输出频率f的6倍，如图9(a)所示，如果逆变器输出频率f＝50hz，则第三输入端3输入的方波信号的频率是300hz；第四输入端4输入的是单位幅值(即幅值是1)的等腰三角形锯齿波信号，且第四输入端4输入的等腰三角形锯齿波信号的周期为ts，频率为fs，ts即是svpwm调制周期，fs是svpwm调制频率。

第一输入端1经第一乘法器15后分别与第一两路选择开关8、第二两路选择开关9和第三加法器13的输入端相接，第一乘法器15可使得第一输入端1输入的采样值xki扩大a倍，a为幅度系数，且vref为基本矢量空间的参考电压矢量，udc是逆变器直流电压；本实施例中a为0.9。第二输入端2经第二乘法器16后分别与第一两路选择开关8、第二两路选择开关9和第三加法器13的输入端相接，第二乘法器16可使得第二输入端2输入的采样值x(k+1)i扩大a倍，同样a为0.9。其他实施例中可以不设置第一乘法器15和第二乘法器16，即a＝1。

第三输入端3连接模2计数器6的输入端，模2计数器6输出频率为3f的方波信号，如图9(b)所示，即模2计数器6输出的方波信号的周期是第三输入端3输入的方波信号周期的2倍，模2计数器6的输出端分别与第一两路选择开关8和第二两路选择开关9的控制端相接，当模2计数器6输出“0”(即对应低电平)时，控制第一两路选择开关8输出axki，控制第二两路选择开关9输出ax(k+1)i；当模2计数器6输出“1”(即对应高电平)时，控制第一两路选择开关8输出ax(k+1)i，控制第二两路选择开关9输出axki。模2计数器6输出“0”时对应第i、ⅲ、ⅴ区间，模2计数器6输出“1”时对应第ⅱ、ⅳ、ⅵ扇区。

第三加法器13用于将第一乘法器15和第二乘法器16输出的数据进行求和，即使axki与ax(k+1)i相加；第三加法器13的输出端连接减法器14的负向输入端，减法器14的正向输入端输入1，因此，减法器14的输出端输出x0i＝1-a(xki+x(k+1)i)；减法器14的输出端与第三乘法器17相接，第三乘法器17用于使减法器14输出的x0i扩大1/2倍，因此由第三乘法器17输出va，且

第三乘法器17的输出端分别与第一比较器18和第一加法器10的输入端相接；第一加法器10的另一输入端与第一两路选择开关8相接，第一加法器10输出vb，且在奇扇区内，在偶扇区内，第一加法器10的输出端分别与第二比较器19和第二加法器11的输入端相接，第二加法器11的另一输入端与第二两路选择开关9的输出端相接，第二加法器11输出vc，且第二加法器11的输出端与第三比较器20的输入端相接。

第四输入端4分别与第一比较器18、第二比较器19和第三比较器20的输入端相接。第一比较器18用于对va与单位幅值的等腰三角形锯齿波进行比较，当单位幅值的等腰三角形锯齿波小于va时，输出低电平，否则输出高电平。第二比较器19用于对vb与单位幅值的等腰三角形锯齿波进行比较，当单位幅值的等腰三角形锯齿波小于vb时，输出低电平，否则输出高电平。第三比较器20用于对vc与单位幅值的等腰三角形锯齿波进行比较，当单位幅值的等腰三角形锯齿波小于vc时，输出低电平，否则输出高电平。

第一比较器18、第二比较器19和第三比较器20的输出端分别与三个六路选择开关的输入端相接。每一个六路选择开关均具有一个控制端和六个输入端(图中以0～5六个引脚所示)，每一个比较器的输出端均与三个六路选择开关中的两个输入端相接，例如：图8中，第一比较器18的输出端与第一六路选择开关21中0引脚和5引脚所示的两个输入端相接，与第二六路选择开关22中1引脚和2引脚所示的两个输入端相接，与第三六路选择开关23中3引脚和4引脚所示的两个输入端相接；第二比较器19的输出端与第一六路选择开关21中1引脚和4引脚所示的两个输入端相接，与第二六路选择开关22中0引脚和3引脚所示的两个输入端相接，与第三六路选择开关23中2引脚和5引脚所示的两个输入端相接；第三比较器20的输出端与第一六路选择开关21中2引脚和3引脚所示的两个输入端相接，与第二六路选择开关22中4引脚和5引脚所示的两个输入端相接，与第三六路选择开关23中0引脚和1引脚所示的两个输入端相接。这样一来，三个六路选择开关中，对应输入端(引脚数字相同的属于对应输入端)所连接的比较器均不相同，且对应输入端所连接的三个比较器形成六种不同的排列形式。

第三输入端3同时还连接模6计数器7的输入端，模6计数器7的输出端分别与三个六路选择开关的控制端相接。如图9(c)所示，模6计数器7输出频率为f的周期信号，且每一周期内输出0、1、2、3、4、5六个不同的电平，模6计数器7在每一周期内所输出的六个不同的电平信号，分别成为控制三个六路选择开关中六个对应输入端的触发开关信号，即：当模6计数器7输出0电平时，控制三个六路选择开关中的0引脚的输入端与输出端导通；当模6计数器7输出1电平时，控制三个六路选择开关中的1引脚的输入端与输出端导通；依此类推，由模6计数器7控制三个六路选择开关输出相应的信号。

三个六路选择开关的输出端均与svpwm调制系统的输出端5相接，同时，第一六路选择开关21的输出端经第一反向器24后与输出端5相接，第二六路选择开关22的输出端经第二反向器25后与输出端5相接，第三六路选择开关23的输出端经第三反向器26后与输出端5相接。三个反向器分别用于对其所接收的信号进行取非，因此，最终由输出端5输出六路igbt驱动信号，这六路信号分别用于驱动逆变器电路中的六只功率开关器件。

设置三个反向器，其原因是：由于逆变器每个桥臂上下两只功率开关器件状态互补，所以驱动信号互为反向，图5中六个扇区的波形均为上桥臂三只功率开关器件的驱动信号，反向后为下桥臂三只功率开关器件的驱动信号。

仿真测试

仿照图8中电路结构在simulink下仿真，与图8所不同的是，仿真时在第一输入端1和第二输入端2输入的均为连续的模拟正弦信号(0-60°，第一输入端1输入的是连续的第二输入端2输入的是连续的sinθ)，即：用幅值为(π/3-0)和(0-π/3)的锯齿波通过sin函数发生器获得连续的xki、x(k+1)i，而不是离散的正弦信号采样值。通过仿真结果可证明模拟信号与数字信号具有相同的仿真效果，而在数字系统中，图8所示的电路结构比较容易实现。

逆变条件：逆变器输出频率f＝50hz，svpwm调制频率fs＝3.6khz，每周采样72点，每扇区12点，直流电压dc540v。测得uu1v1、uv1w1、uw1u1线电压波形如图10和图11所示，图10和图11均是未滤波的，图10是逆变后50hz，4个周期的线电压波形图，图11是逆变后50hz，1个周期的线电压波形图；接入lcl滤波模块，测得uuv、uvw、uwu线电压波形如图12所示，图12是滤波后的线电压波形；测得uu、uv、uw相电压波形如图13所示。

本发明所提供的七段式svpwm调制方法相比经典的七段式调制要简单得多，且本发明图8中的电路结构简单，控制原理有别于经典七段式调制，而逆变仿真分析总谐波(thd)与经典七段式基本相同。再有，电路结构中模6计数器的输入频率为逆变器输出频率的6倍，模6计数器输出六个不同的状态以送给三个六路选择开关，用于选择六个扇区，这种扇区的选择比经典的七段式svpwm调制中的扇区选择要简单的多。