一种五段式SVPWM调制系统的制作方法

本实用新型涉及PWM调制技术领域，具体地说是一种五段式SVPWM调制系统。

背景技术：

三相逆变是通过逆变电路把直流电转变成三相交流电的过程，三相逆变在新能源的开发、电力有源滤波器、无功发生器、光伏、风能、储能电池等设备中被广泛应用。三相逆变通常采用如图1所示的逆变桥电路(或称逆变器电路)，在逆变桥电路中具有六只功率开关器件T1～T6，C₁～C₆分别是六只功率开关器件的驱动信号，u、v、w为逆变桥电路输出的三相相电压，U_dc是逆变桥电路的直流电压。通过控制电路对逆变桥电路进行有序控制，使逆变桥电路输出三相交流电。

SVPWM(空间矢量脉宽调制，Space Vector Pulse Width Modulation)调制技术是在三相逆变过程中，产生三相逆变桥电路中六只功率开关器件的驱动信号C₁～C₆，用所产生的驱动信号控制六只功率开关器件，最终使逆变电路输出三相交流电。

将逆变电路输出的三相相电压u、v、w分别加在空间上互差120°的三相平面静止坐标系上，可以定义三个电压空间矢量u(t)、v(t)、w(t)，它们的方向始终在各相的轴线上，而大小则随时间按正弦规律做变化，时间相位互差120°，如图2所示。假设U_m为相电压的有效值，f为电源频率，则有：

u(t)＝U_mcos(θ) (1)

v(t)＝U_mcos(θ-2π/3) (2)

w(t)＝U_mcos(θ+2π/3) (3)

其中，θ＝2πft＝ωt，三相电压空间矢量相加的合成空间矢量U(t)可以表示为：

可见，U(t)是一个旋转的空间矢量，它的幅值为相电压峰值U_m的1.5倍，且以角频率ω＝2πf按逆时针方向匀速旋转；空间矢量U(t)在三相坐标轴上的投影就是对称的三相正弦量。

三相逆变的原理就是使图1中逆变桥电路输出的u、v、w合成的矢量V_ref尽量模拟图2中的矢量圆。在图1中，六只功率开关器件可分为三个桥臂，分别为u臂、v臂和w臂，三个桥臂均工作在开关状态；每一桥臂的两器件不能全通，也不能全闭；定义上开下关为1，上关下开为0。这样，u臂、v臂、w臂的工作状态可分为(001)、(010)、(011)、(100)、(101)、(110)六个基本矢量，以及(000)、(111)两个零矢量。可以理解零矢量时逆变桥电路不输出能量，六个基本矢量组成了基本矢量空间。六个基本矢量把基本矢量空间分割成六个区间：它们分别是I、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ区间，如图3所示。把一个输出逆变周期等分成六个扇区，一个扇区分成n等分，每一份就是一个调制周期(或称开关周期)，即：一个扇区内包含n个调制周期。

结合图4，SVPWM调制原理的四个基本公式如下：

T_s＝T_k+T_k+1+T₀ (6)

式(7)和(8)适用于第I扇区；在其他扇区内，由于θ角度的不同，因此式(7)和(8)会有差异。上面四个式子中，V_ref为合成的矢量(或称参考电压矢量，亦即旋转矢量)，V₀为零矢量(000)或(111)，T_s为SVPWM调制周期，T_k为矢量V_k所作用的时间，T_k+1为矢量V_k+1所作用的时间，T₀为矢量V₀所作用的时间。在第I扇区内，V_k为(100)，V_k+1为(110)；在Ⅱ扇区内，V_k为(110)，V_k+1为(010)；在第Ⅲ扇区内，V_k为(010)，V_k+1为(011)；在第Ⅳ扇区内，V_k为(011)，V_k+1为(001)；在第Ⅴ扇区内，V_k为(001)，V_k+1为(101)；在第Ⅵ扇区内，V_k为(101)，V_k+1为(100)。参考电压矢量V_ref旋转到某一扇区内的某一角度θ时，其是该扇区相邻矢量V_k、V_k+1和零矢量V₀在这个调制周期内共同作用的结果，其数值大小等于三个矢量分别乘其作用时间T_k、T_k+1和T₀与调制周期T_s比值之和。U_dc为逆变系统的直流母线电压。

SVPWM的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等，见公式(5)及图4。在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到，见公式(5)和(6)。两个相邻矢量的作用时间在一个开关周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，见公式(7)和(8)，使电压空间矢量按接近圆的轨迹旋转。

SVPWM调制的经典方法是七段式调制，把公式(7)和(8)中的参考电压矢量V_ref分解为α、β直角坐标中的V_α和V_β两个分量；或利用相差120°的三相信号源，通过Clark变换，转变成α、β直角坐标中的V_α和V_β两个分量，然后利用V_α和V_β控制SVPWM过程。

SVPWM七段式调制是现有技术中应用最为广泛、总谐波(THD)含量最低的一种方法。但是，利用参考电压矢量V_ref和公式(7)和(8)直接控制SVPWM调制涉及到大量三角函数运算，比较繁琐。

技术实现要素：

本实用新型的目的就是提供一种五段式SVPWM调制系统，该系统结构简单，利用极坐标ρ、θ控制SVPWM调制的过程，调制时只需输入有限的几个三角函数值即可完成调制，不仅解决了七段式调制运算复杂、繁琐的问题，而且逆变效果仿真分析总谐波略高于经典的七段式调制方法。

本实用新型的目的是这样实现的：一种五段式SVPWM调制系统，包括四个输入端、一个输出端、模2计数器、模6计数器、两路选择开关、第一常数端、第二常数端、第一加法器、第二加法器、减法器、第一比较器、第二比较器、三个六路选择开关以及三个反向器；

四个输入端分别为：输入离散的采样值的第一输入端，输入离散的采样值x_(k+1)i＝sin(Δθi)的第二输入端，输入频率为6f的方波信号的第三输入端，输入周期为T_s的单位幅值的等腰三角形锯齿波信号的第四输入端；其中，Δθ＝π/3×n，n为基本矢量空间六个扇区中每一扇区内的SVPWM调制波个数，f为逆变器的输出频率，T_s为SVPWM调制周期；

第一输入端和第二输入端分别接两路选择开关的两个输入端，第三输入端经模2计数器后与两路选择开关的控制端相接，在模2计数器的控制下，在奇扇区内，两路选择开关输出x_ki；在偶扇区内，两路选择开关输出x_(k+1)i；

第一输入端和第二输入端分别接第一加法器的两个输入端，第一加法器的输出端接减法器的一个输入端，减法器的另一输入端接第二常数端，第二常数端输出1，减法器的输出端输出V_a，且V_a＝x_0i＝1-(x_ki+x_(k+1)i)；

减法器的输出端分别与第一比较器和第二加法器的输入端相接，第二加法器的另一输入端接两路选择开关的输出端，第二加法器的输出端与第二比较器的输入端相接；第二加法器的输出端输出V_b，且在奇扇区内，V_b＝x_0i+x_ki；在偶扇区内，V_b＝x_0i+x_(k+1)i；

第四输入端分别与第一比较器和第二比较器的输入端相接，第一比较器用于对V_a与单位幅值的等腰三角形锯齿波进行比较，当单位幅值的等腰三角形锯齿波小于V_a时，输出0，否则输出1；第二比较器用于对V_b与单位幅值的等腰三角形锯齿波进行比较，当单位幅值的等腰三角形锯齿波小于V_b时，输出0，否则输出1；

第一常数端输出0，第一比较器、第二比较器、第一常数端的输出端分别与三个六路选择开关的输入端相接；第三输入端经模6计数器后分别与三个六路选择开关的控制端相接，在模6计数器的控制下，三个六路选择开关选择性输出第一比较器、第二比较器和第一常数端以排列形式输出的信号；

三个六路选择开关的输出端一方面与输出端相接，另一方面各经一个反向器后与输出端相接，输出端输出用于驱动逆变器电路中六只功率开关器件的六路驱动信号。

上述五段式SVPWM调制系统还可以包括第一乘法器和第二乘法器；第一输入端经所述第一乘法器后分别与两路选择开关和第一加法器相接，第二输入端经所述第二乘法器后分别与两路选择开关和第一加法器相接；第一乘法器用于使第一输入端输入的采样值x_ki扩大a倍，第二乘法器用于使第二输入端输入的采样值x_(k+1)i扩大a倍，且0＜a＜1。

上述五段式SVPWM调制系统对应零矢量为V₀(000)时的五段式SVPWM调制波形，若依照零矢量为V₇(111)时的五段式SVPWM调制波形，所得五段式SVPWM调制系统的电路结构如下：

一种五段式SVPWM调制系统，包括四个输入端、一个输出端、模2计数器、模6计数器、两路选择开关、第一常数端、第二常数端、第一加法器、第二加法器、减法器、第一比较器、第二比较器、三个六路选择开关以及三个反向器；

四个输入端分别为：输入离散的采样值x_(k+1)i＝sin(Δθi)的第一输入端，输入离散的采样值的第二输入端，输入频率为6f的方波信号的第三输入端，输入周期为T_s的单位幅值的等腰三角形锯齿波信号的第四输入端；其中，Δθ＝π/3×n，n为基本矢量空间六个扇区中每一扇区内的SVPWM调制波个数，f为逆变器的输出频率，T_s为SVPWM调制周期；

第一输入端和第二输入端分别接两路选择开关的两个输入端，第三输入端经模2计数器后与两路选择开关的控制端相接，在模2计数器的控制下，在奇扇区内，两路选择开关输出x_(k+1)i；在偶扇区内，两路选择开关输出x_ki；

第一输入端和第二输入端分别接第一加法器的两个输入端，第一加法器的输出端接减法器的一个输入端，减法器的另一输入端接第二常数端，第二常数端输出1，减法器的输出端输出V_a，且V_a＝x_0i＝1-(x_ki+x_(k+1)i)；

减法器的输出端分别与第一比较器和第二加法器的输入端相接，第二加法器的另一输入端接两路选择开关的输出端，第二加法器的输出端与第二比较器的输入端相接；第二加法器的输出端输出V_b，且在奇扇区内，V_b＝x_0i+x_(k+1)i；在偶扇区内，V_b＝x_0i+x_ki；

第四输入端分别与第一比较器和第二比较器的输入端相接，第一比较器用于对V_a与单位幅值的等腰三角形锯齿波进行比较，当单位幅值的等腰三角形锯齿波小于V_a时，输出1，否则输出0；第二比较器用于对V_b与单位幅值的等腰三角形锯齿波进行比较，当单位幅值的等腰三角形锯齿波小于V_b时，输出1，否则输出0；

第一常数端输出1，第一比较器、第二比较器、第一常数端的输出端分别与三个六路选择开关的输入端相接；第三输入端经模6计数器后分别与三个六路选择开关的控制端相接，在模6计数器的控制下，三个六路选择开关选择性输出第一比较器、第二比较器和第一常数端以排列形式输出的信号；

三个六路选择开关的输出端一方面与输出端相接，另一方面各经一个反向器后与输出端相接，输出端输出用于驱动逆变器电路中六只功率开关器件的六路驱动信号。

这个技术方案中，也可以如第一个技术方案所述增加第一乘法器和第二乘法器；第一输入端经所述第一乘法器后分别与两路选择开关和第一加法器相接，第二输入端经所述第二乘法器后分别与两路选择开关和第一加法器相接；第一乘法器用于使第一输入端输入的采样值x_(k+1)i扩大a倍，第二乘法器用于使第二输入端输入的采样值x_ki扩大a倍，且0＜a＜1。

经典七段式SVPWM调制方法是无论输入何种方式的控制信号，最后控制信号均转换成αβ两轴直角坐标方式，由参考电压矢量V_ref在αβ轴上的投影来控制SVPWM调制过程。本实用新型利用极坐标ρ、θ控制SVPWM调制的过程，在这里ρ是参考电压矢量V_ref，θ是V_ref的移相角，相当于逆变器输出的ωt。由公式由于U_dc是逆变器直流，是常数，因此通过调整a，可达到调整V_ref的目的，V_ref是逆变器输出三相电压矢量和后的幅值，称参考电压矢量。以三角函数的形式输入移相角θ＝ωt，采用适当的推导后，可以看出六个扇区具有相同的输入，这些输入均为离散的三角函数值，并且仅需要第一扇区有限个离散的三角函数值，即可完成SVPWM调制。本实用新型采样归一化后可以简化计算，使SVPWM调制非常简单，更适合解耦控制。而且，在一个调制周期内，切换逆变器状态四次，开关损耗低于七段式调制。

本实用新型的优点是简化了传统SVPWM调制的大量繁琐计算，如果采用硬件调制，其过程调制是仅输入有限的几个三角函数值，即可完成SVPWM调制；按照这个硬件结构的基础，也可以将此方法移植到软件调制。查阅国内文献，本实用新型为最简SVPWM调制电路。

附图说明

图1是三相逆变桥电路的主回路示意图。

图2是逆变电路输出三相相电压在三相平面静止坐标系上的示意图。

图3是六个基本矢量组成的基本矢量空间的示意图。

图4是合成的参考电压矢量在基本矢量空间第一扇区内与相邻矢量零矢量之间的关系示意图。

图5是零矢量为V₀(000)时的五段式SVPWM调制在基本矢量空间的调制波形；其中，图5(a)是第I扇区调制波形，图5(b)是第Ⅱ扇区调制波形，图5(c)是第Ⅲ扇区调制波形，图5(d)是第Ⅳ扇区调制波形，图5(e)是第Ⅴ扇区调制波形，图5(f)是第Ⅵ扇区调制波形。

图6是零矢量为V₇(111)时的五段式SVPWM调制在基本矢量空间的调制波形；其中，图6(a)是第I扇区调制波形，图6(b)是第Ⅱ扇区调制波形，图6(c)是第Ⅲ扇区调制波形，图6(d)是第Ⅳ扇区调制波形，图6(e)是第Ⅴ扇区调制波形，图6(f)是第Ⅵ扇区调制波形。

图7是在一个调制周期内采样值x_ki、x_(k+1)i、x_0i与T_ki、T_(k+1)i、T_0i之间的对应关系示意图。

图8是图5中五段式SVPWM调制波形在第一扇区的波形以及与之相对应的、幅值为1的等腰三角形两者之间的关系示意图。

图9是本实用新型所提供的五段式SVPWM调制系统的电路结构示意图。

图10中，图10(a)是第三输入端输入的频率为300Hz的方波信号示意图，图10(b)是模2计数器输出的频率为150Hz的方波信号示意图，图10(c)是模6计数器输出的频率为50Hz的阶梯状信号示意图。

图11是本实用新型仿真所得未滤波的4个周期的三相线电压波形示意图。

图12是本实用新型仿真所得未滤波的1个周期的三相线电压波形示意图。

图13是本实用新型仿真所得滤波后的4个周期的三相线电压波形示意图。

图14是本实用新型仿真所得三相相电压的波形示意图。

具体实施方式

本实用新型提供了一种五段式SVPWM调制系统。本实用新型是在SVPWM调制基本原理的基础上，在传统五段式SVPWM的调制波形的基础上完成的。本实用新型具体是提供了SVPWM生成调制波的计算方法以及它的SVPWM调制硬件电路结构，根据硬件结构和设计方法可以移植为SVPWM软件调制方案。

在七段式SVPWM调制中，零矢量V₀(000)和V₇(111)均出现，各占50％。而在五段式SVPWM调制中，可以仅使用零矢量V₀(000)，也可以仅使用V₇(111)。参见图5和图6，图5和图6均示出了五段式SVPWM调制波形，所不同的是，图5中对应零矢量为V₀(000)，图6中对应零矢量为V₇(111)。图5和图6中只示出了用于驱动逆变桥电路的三个桥臂中上功率开关器件的驱动波形C₁-C₃，下功率开关器件的驱动波形C₄-C₆是驱动波形C₁-C₃的非。调制波形规定了参考电压矢量V_ref在每个扇区，在一个SVPWM调制周期T_s内，相邻矢量V_k、V_k+1和零矢量(V₀、V₇)作用的顺序，时间分配的比率。随参考电压矢量V_ref的旋转角度或位置不同，相邻矢量V_k、V_k+1的作用时间T_k、T_k+1是不断变化的，但调制波形的基本构成不变。

在不同的扇区，参考电压矢量V_ref所对应的相邻矢量V_k、V_k+1是不同的。参考电压矢量V_ref在第I扇区(0-60°)内，V_k为(100)，V_k+1为(110)；在Ⅱ扇区(60°-120°)内，V_k为(110)，V_k+1为(010)；在第Ⅲ扇区(120°-180°)内，V_k为(010)，V_k+1为(011)；在第Ⅳ扇区(180°-240°)内，V_k为(011)，V_k+1为(001)；在第Ⅴ扇区(240°-300°)内，V_k为(001)，V_k+1为(101)；在第Ⅵ扇区(300°-360°)内，V_k为(101)，V_k+1为(100)。

本实用新型所提供的SVPWM调制系统(也可称调制电路)，由于是数字调制，只需输入离散的、有限的几个正弦信号采样点值即可完成SVPWM调制。其过程是：

在基本矢量空间六个扇区共有等间隔采样点M＝6n，相当于360°一周的采样点数；n为每个扇区的采样点数，则采样间隔为如果逆变器输出频率为f，则调制频率为f_s＝6nf，调制周期为例如，当f＝50Hz，n＝12，则采样间隔Δθ＝5°，SVPWM调制频率为f_s＝3.6KHz，调制周期为

下面以第I扇区为例，介绍SVPWM调制方法。

在基本矢量空间的第一扇区，即0-60°，用单位幅值的等腰三角形锯齿波对正弦信号做规则采样。正弦信号的采样值分别为：

x_(k+1)i＝sin(Δθi)，i＝0～n (10)

其中，Δθ为采样间隔。实际上，采样值就是相应点Δθi和的三角函数值。

由公式(9)、(10)可以看出，有：

x_(k+1)i＝x_k(n-i)，i＝0～n (12)

所以，实际SVPWM调制中，当n＝12时，仅需输入x_ki的13个三角函数值，即可完成调制，13个x_(k+1)i可以通过公式(12)推导获得，13个x_0i可以通过公式(11)计算获得。

SVPWM调制原理的四个基本公式如下：

T_s＝T_k+T_k+1+T₀ (6)

设a为幅度系数，且当a＝1时，比值和具有最大值，参考电压矢量V_ref具有最大幅值，逆变器输出也为最大值；当a＝0时，参考电压矢量V_ref为零，逆变器输出最小。调整a值可以获得不同的参考电压矢量V_ref，V_ref的幅值是可调的，同时可使逆变器获得不同的输出。V_ref相当于基于极坐标控制中的旋转矢量ρ。

当V_ref旋转到θi时，在Δθ间隔内，相当于SVPWM的一个调制周期T_s内，采样值x_ki、x_(k+1)i、x_0i就是相应的相邻矢量持续时间T_ki、T_(k+1)i和T_0i与调制周期T_s在a＝1时的比值，具体公式如下：

x_0i＝1-a(x_ki+x_(k+1)i)。 (16)

如图7所示，当采样点为θ_i时，用相似三角形图解了x_ki、x_(k+1)i、x_0i与T_ki、T_(k+1)i、T_0i之间的对应关系，证明了公式(13)～(16)成立。随着θ_i的变化，比值x_ki、x_(k+1)i以及相邻向量的持续时间T_ki、T_(k+1)i均发生变化。

如果逆变器输出频率为f＝50Hz，SVPWM调制频率为f_s，输出一个周波内有M＝(f_s/f)个SVPWM调制波，一个扇区内分配n＝(M/6)个SVPWM调制波。

例如，当n＝12时，在一个扇区内有12个SVPWM调制波；M＝6n＝72，一个周波内有72个SVPWM调制波，SVPWM调制频率为f_s＝72×50＝3.6KHz，采样间隔Δθ＝5°。

由公式(9)i＝0～n；可得：

x_k0＝sin60°、x_k1＝sin55°、x_k2＝sin50°、x_k3＝sin45°、x_k4＝sin40°、x_k5＝sin35°、x_k6＝sin30°、x_k7＝sin25°、x_k8＝sin20°、x_k9＝sin15°、x_k10＝sin10°、x_k11＝sin5°、x_k12＝sin0°。

由公式(12)x_(k+1)i＝x_k(n-i)，i＝0～n，推导出：

x_(k+1)0＝sin0°、x_(k+1)1＝sin5°、x_(k+1)2＝sin10°、x_(k+1)3＝sin15°、x_(k+1)4＝sin20°、x_(k+1)5＝sin25°、x_(k+1)6＝sin30°、x_(k+1)7＝sin35°、x_(k+1)8＝sin40°、x_(k+1)9＝sin45°、x_(k+1)10＝sin50°、x_(k+1)11＝sin55°、x_(k+1)12＝sin60°。

由公式(11)i＝0～n，计算出：x₀₀、x₀₁、x₀₂、x₀₃、x₀₄、x₀₅、x₀₆、x₀₇、x₀₈、x₀₉、x₀₁₀、x₀₁₁、x₀₁₂。

可以看出，在n＝12的SVPWM调制过程中，调制电路仅输入x_ki的13个三角函数值即可完成SVPWM调制，其它x_0i、x_(k+1)i值可通过推导和计算获得。当然，x_(k+1)i值也可通过公式(10)计算得知。

在基于极坐标的控制中，旋转矢量ρ的角度θ＝ωt也作为一个控制参量，在本实用新型中，用θ的正弦函数x_ki、x_(k+1)i、x_0i做控制参量；x_ki、x_(k+1)i、x_0i已经包含了角度信息。

其它五个扇区可重复使用这些数据。

参见图8，图8所示为图5中五段式SVPWM调制波形在第一扇区的波形以及与之相对应的、幅值为1的等腰三角形两者之间的关系示意图。以第一扇区为例如何获得比较参数(或称比较门限参数)V_a、V_b，需要找出向量作用时间T_k、T_(k+1)、T₀与波形的占空比T_a、T_b以及采样值x_ki、x_(k+1)i、x_0i与比较门限参数V_a、V_b之间的对应关系。

由图8，可得出：

公式(18)适用于奇扇区，即适用于第I、Ⅲ、Ⅴ区间；公式(19)适用于偶扇区，即适用于第Ⅱ、Ⅳ、Ⅵ扇区。这是因为，由图5中调制波形可以看出，在基本矢量空间的六个扇区中，奇偶扇区的V_k和V_k+1的切换顺序是不一样的。本实用新型中可用两路选择开关切换V_k和V_k+1，300Hz两分频后为奇偶扇区控制信号，用于V_k和V_k+1切换控制。

结合图7，可得出：

V_a＝x_0i (20)

V_b＝x_0i+x_ki (21)

V_b＝x_0i+x_(k+1)i (22)

公式(21)适用于奇扇区，公式(22)适用于偶扇区。

由于图5中第一扇区内，有一个调制波始终为低电平，因此令V_c＝0，用电压比较器输入单位幅度周期为T_s的等腰三角形锯齿波与V_a、V_b、V_c分别比较后，即可获得图5中第一扇区的SVPWM调制波形。图5中其它扇区的SVPWM调制方法与第一扇区相同。

根据图5中调制波形所获得的五段式SVPWM调制系统的电路结构如图9所示，该电路结构具体包括：第一输入端1、第二输入端2、第三输入端3、第四输入端4、输出端5、模2计数器6，模6计数器7、第一乘法器8、第二乘法器9、两路选择开关10、第一常数端11、第二常数端12、第一加法器13、第二加法器14、减法器15、第一比较器16、第二比较器17、第一六路选择开关18、第二六路选择开关19、第三六路选择开关20、第一反向器21、第二反向器22、第三反向器23。

第一输入端1输入的是离散的采样值x_ki，采样间隔n为基本矢量空间六个扇区中每一扇区内的SVPWM调制波个数，i＝0～n；第二输入端2输入的是离散的采样值x_(k+1)i，x_(k+1)i＝sin(Δθi)，采样间隔第三输入端3输入的是方波信号，方波信号的频率是逆变器输出频率f的6倍，如图10(a)所示，如果逆变器输出频率f＝50Hz，则第三输入端3输入的方波信号的频率是300Hz；第四输入端4输入的是单位幅值(即幅值是1)的等腰三角形锯齿波信号，且第四输入端4输入的等腰三角形锯齿波信号的周期为T_s，频率为f_s，T_s即是SVPWM调制周期，f_s是SVPWM调制频率。

第一输入端1经第一乘法器8后分别与两路选择开关10和第一加法器13的输入端相接，第一乘法器8可使得第一输入端1输入的采样值x_ki扩大a倍，a为幅度系数，且0＜a＜1，本实施例中a为0.9。第二输入端2经第二乘法器9后分别与两路选择开关10和第一加法器13的输入端相接，第二乘法器9可使得第二输入端2输入的采样值x_(k+1)i扩大a倍。其他实施例中可以不设置第一乘法器8和第二乘法器9，即a＝1。

第三输入端3连接模2计数器6的输入端，模2计数器6输出频率为3f的方波信号，如图10(b)所示，即模2计数器6输出的方波信号的周期是第三输入端3输入的方波信号周期的2倍，模2计数器6的输出端与两路选择开关10的控制端相接，当模2计数器6输出“0”(即对应低电平)时，控制两路选择开关10输出ax_ki；当模2计数器6输出“1”(即对应高电平)时，控制两路选择开关10输出ax_(k+1)i。模2计数器6输出“0”时对应第I、Ⅲ、Ⅴ区间，模2计数器6输出“1”时对应第Ⅱ、Ⅳ、Ⅵ扇区。

第一加法器13用于将第一乘法器8和第二乘法器9输出的数据进行求和，即使ax_ki与ax_(k+1)i相加；第一加法器13的输出端连接减法器15的负向输入端，减法器15的正向输入端连接第二常数端12，第二常数端12输出常数1，因此，减法器15的输出端输出x_0i＝1-a(x_ki+x_(k+1)i)，此处令V_a＝x_0i。

减法器15的输出端分别与第一比较器16和第二加法器14的输入端相接；第二加法器14的另一输入端与两路选择开关10的输出端相接，第二加法器14输出V_b，且在奇扇区内，V_b＝x_0i+x_ki，在偶扇区内，V_b＝x_0i+x_(k+1)i。第二加法器14的输出端与第二比较器17的输入端相接。

第四输入端4分别与第一比较器16和第二比较器17的输入端相接。第一比较器16用于对V_a与单位幅值的等腰三角形锯齿波进行比较，当单位幅值的等腰三角形锯齿波小于V_a时，输出“0”(即低电平)，否则输出“1”(即高电平)。第二比较器17用于对V_b与单位幅值的等腰三角形锯齿波进行比较，当单位幅值的等腰三角形锯齿波小于V_b时，输出“0”(即低电平)，否则输出“1”(即高电平)。第一常数端11始终输出常数“0”，即：第一常数端11始终输出低电平信号。

第一比较器16、第二比较器17和第一常数端11的输出端分别与三个六路选择开关的输入端相接。每一个六路选择开关均具有一个控制端和六个输入端(图中以0～5六个引脚所示)，第一比较器16、第二比较器17和第一常数端11的输出端均与三个六路选择开关中的两个输入端相接，例如：图9中，第一比较器16的输出端与第一六路选择开关18中0引脚和5引脚所示的两个输入端相接，与第二六路选择开关19中1引脚和2引脚所示的两个输入端相接，与第三六路选择开关20中3引脚和4引脚所示的两个输入端相接；第二比较器17的输出端与第一六路选择开关18中1引脚和4引脚所示的两个输入端相接，与第二六路选择开关19中0引脚和3引脚所示的两个输入端相接，与第三六路选择开关20中2引脚和5引脚所示的两个输入端相接；第一常数端11的输出端与第一六路选择开关18中2引脚和3引脚所示的两个输入端相接，与第二六路选择开关19中4引脚和5引脚所示的两个输入端相接，与第三六路选择开关20中0引脚和1引脚所示的两个输入端相接。这样一来，三个六路选择开关中，对应输入端(引脚数字相同的属于对应输入端)分别连接第一比较器16、第二比较器17和第一常数端11，且引脚0～5所示的六个对应输入端所连接的第一比较器16、第二比较器17和第一常数端11形成六种不同的排列形式。

第三输入端3同时还连接模6计数器7的输入端，模6计数器7的输出端分别与三个六路选择开关的控制端相接。如图10(c)所示，模6计数器7输出频率为f的周期信号，且每一周期内输出0、1、2、3、4、5六个不同的电平，模6计数器7在每一周期内所输出的六个不同的电平信号，分别成为控制三个六路选择开关中六个对应输入端的触发开关信号，即：当模6计数器7输出0电平时，控制三个六路选择开关中的0引脚的输入端与输出端导通；当模6计数器7输出1电平时，控制三个六路选择开关中的1引脚的输入端与输出端导通；依此类推，由模6计数器7控制三个六路选择开关输出相应的信号。

三个六路选择开关的输出端均与SVPWM调制系统的输出端5相接，同时，第一六路选择开关18的输出端经第一反向器21后与输出端5相接，第二六路选择开关19的输出端经第二反向器22后与输出端5相接，第三六路选择开关20的输出端经第三反向器23后与输出端5相接。三个反向器分别用于对其所接收的信号进行取非，因此，最终由输出端5输出六路IGBT驱动信号，这六路信号分别用于驱动逆变器电路中的六只功率开关器件。

设置三个反向器，其原因是：由于逆变器每个桥臂上下两只功率开关器件状态互补，所以驱动信号互为反向，图5中六个扇区的波形均为上桥臂三只功率开关器件的驱动信号，反向后为下桥臂三只功率开关器件的驱动信号。

仿真测试

仿照图9中电路结构在SIMULINK下仿真，与图9所不同的是，仿真时在第一输入端1和第二输入端2输入的均为连续的模拟正弦信号(0-60°，第一输入端1输入的是连续的第二输入端2输入的是连续的sinθ)，即：用幅值为(π/3-0)和(0-π/3)的锯齿波通过sin函数发生器获得连续的x_ki、x_(k+1)i，而不是离散的正弦信号采样值。通过仿真结果可证明模拟信号与数字信号具有相同的仿真效果，而在数字电路中，图9所示的电路结构比较容易实现。

逆变条件：逆变器输出频率f＝50Hz，SVPWM调制频率f_s＝3.6KHz，每周采样72点，每扇区12点，直流电压DC540V。测得U_U1V1、U_V1W1、U_W1U1线电压波形如图11和图12所示，图11和图12均是未滤波的，图11是逆变后50Hz，4个周期的线电压波形图，图12是逆变后50Hz，1个周期的线电压波形图；接入LCL滤波模块，测得U_UV、U_VW、U_WU线电压波形如图13所示，图13是滤波后的线电压波形；测得U_U、U_V、U_W相电压波形如图14所示。

上面的描述均是在图5所示的调制波形的基础上进行的，依照图6所示的调制波形，所得五段式SVPWM调制系统的电路结构与图9中的电路结构稍有区别，具体如下：

1、第一输入端输入的是离散的采样值x_(k+1)i，x_(k+1)i＝sin(Δθi)；第二输入端输入的是离散的采样值x_ki，

2、当模2计数器输出“0”(即对应低电平)时，控制两路选择开关输出ax_(k+1)i；当模2计数器输出“1”(即对应高电平)时，控制两路选择开关输出ax_ki。模2计数器输出“0”时对应第I、Ⅲ、Ⅴ区间，模2计数器输出“1”时对应第Ⅱ、Ⅳ、Ⅵ扇区。因此，第二加法器输出V_b，且在奇扇区内，V_b＝x_0i+x_(k+1)i，在偶扇区内，V_b＝x_0i+x_ki。

3、第一常数端始终输出常数“1”，即输出高电平信号。

4、第一比较器用于对V_a与单位幅值的等腰三角形锯齿波进行比较，当单位幅值的等腰三角形锯齿波小于V_a时，输出“1”(即高电平)，否则输出“0”(即低电平)。第二比较器17用于对V_b与单位幅值的等腰三角形锯齿波进行比较，当单位幅值的等腰三角形锯齿波小于V_b时，输出“1”(即高电平)，否则输出“0”(即低电平)。

依照图6所示的调制波形所得的五段式SVPWM调制系统的电路结构的其他地方均与图9所示相同，具体可见图9。

本实用新型所提供的五段式SVPWM调制方法相比经典的七段式调制要简单得多，且本实用新型中五段式SVPWM调制系统的电路结构简单，控制原理有别于经典七段式调制，且逆变仿真分析总谐波(THD)略高于七段式。再有，电路结构中模6计数器的输入频率为逆变器输出频率的6倍，模6计数器输出六个不同的状态以送给三个六路选择开关，用于选择六个扇区，这种扇区的选择比经典的七段式SVPWM调制中的扇区选择要简单的多。