电流馈电型高功率脉冲电流源的制作方法

本发明涉及一种电流源，尤其是一种电流馈电型高功率脉冲电流源，属于脉冲电流源的技术领域。

背景技术：

目前，常用的脉冲电流源按其外特性可以分为：锯齿波、梯形波、三角波以及锯齿波。脉冲电源对脉冲波形有着严格的要求，作为测试系统电源的脉冲电源不仅要保证脉冲电流的稳定输出，而且要考虑脉冲的幅度、宽度、上升沿时间、下降沿时间以及重复频率。半导体测试设备的电流源一般为矩形波，各项参数的调节范围和精度是衡量一台测试电源好坏的关键，而这些正是此类电源的设计难点。

如图1所示，为现有脉冲电流产生的示意图，脉冲电流源包括一次电源部分、储能介质部分、功率压缩放电部分以及负载传输部分，其中，一次电源部分、储能介质部分构成低功率储能，功率压缩放电部分以及负载传输部分构成高功率输出部分。一般地，储能介质为电解电容和电感，为了避免对充电电容的冲击，需要专门的隔离充电电路。功率压缩放电部分是瞬间形成大电流的关键，功率压缩放电部分需要放电电路来控制，常见的放电电路有：llc桥电路、正激电路、推挽电路等。

如图2所示，为目前常用的全桥及同步整流电路的原理图，其中，全桥电路控制方式分为对角导通和移相控制两种。对角导通方式中，负反馈控制系统根据输出电压和参考电压的误差通过补偿计算对pwm波的占空比进行调节，实现稳定输出，所述方式只能是硬开关，在开关频率较高的时候，损耗较大。移相控制可实现软开关，通过在变压器原边串联谐振电感，或者利用变压器漏感和功率管两端电容形成谐振，从而减小开关管电压和电流的交叠，实现零电压开通和关断(zvs)，从而降低开关损耗。

变压器副边整流管一般情况下选用肖特基二极管，但是在大电流情况下，二极管上损耗较大。采用mosfet代替二极管，利用其通态电阻小的特点可以降低损耗。变压器原边对应的mos管q10、mos管q12导通时，变压器副边的mos管q6开通，而mos管q14关断，变压器在负半周期电压整流输出。同理，mos管q11、mos管q13导通时，mos管q14开通而mos管q15关断，变压器在正半周期电压整流输出。同时，利用mosfet自动均流的特性可以实现多路并联增大输出电流。

如图3所示，为现有lcc谐振脉冲电流源的电路原理图，lcc谐振式脉冲电流源为两级结构，两级分别有各自的负反馈稳压电路，前级采用buck变换器，通过调节buck电路pwm波占空比来得到一个稳定的直流母线电压，后级为工作在恒流模式下的lcc谐振半桥变换器，通过调节参考脉冲电压，lcc谐振变换器输出电流的幅度、脉冲宽度和重复频率可调。该拓扑结构利用电感lr和电容cs、电容cm谐振，形成软开关条件，在大功率输出情况下，可以有效降低开关损耗，改善emi问题。但是该电路一般工作在变频控制模式下，所以变压器设计比较困难。由于属于电压馈电形式，所以在某些特殊情况下，如高温重负载场合，会有桥臂共通的危险。

综上，对于利用储能介质释放电路脉冲技术，主要存在如下的不足，具体包括：

1)、利用储能原件放电是最传统的方法，可以通过开关管来控制放电的时刻，这种方法的电路比较简单，但是波形质量难以控制，电流脉冲的参数也不好调节。

2)、为了对输出脉冲可调节，需要专门的放电电路，放电电路增加了系统的复杂度，失去了这种方法简单的特点。

3)、为了避免对储能原件的冲击，需要专门的隔离充电电路，进一步增加了系统的复杂度。

4)、在输出电流脉冲幅度很大的情况下，储能原件体积也会变大，充电电路有限流电阻，进一步增加系统能耗。

对于直接斩波法输出电流脉冲的技术，主要存在如下不足，具体包括：

1)、在低压大电流的使用场合，直接斩波降压压差较大，所以器件耐压要求高。

2)、耐压越高的器件开关频率低，不利于电源小型化，同时直接斩波的电源工作在硬开关状态，电源效率难以保证，emi问题比较严重。

技术实现要素：

本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种电流馈电型高功率脉冲电流源，其电路结构简单，能有效减少电源体积，避免现有全桥电路直通的危险，改善开关管开关瞬间存在的问题，提高电源效率以及可靠性。

按照本发明提供的技术方案，所述电流馈电型高功率脉冲电流源，包括依次连接的输入整流电路、有源功率因数校正电路以及buck电流馈电全桥单元，所述有源功率因数校正电路、buck电流馈电全桥单元还与控制单元连接；

输入整流电路用于将外部的市电转换为直流电，控制单元控制有源功率因数校正电路输出所需稳定的电压，控制单元采集buck电流馈电全桥单元的输出电流，并根据所述输出电流调整buck电流馈电全桥单元的buck电路pwm占空比，以使得buck电流馈电全桥单元输出的电流脉冲能跟踪控制单元的基准脉冲。

所述有源功率因数校正电路包括电感l1以及开关管q21，电感l1的一端与二极管d1的阴极端、二极管d3的阴极端、二极管d9的阳极端以及开关管q21的漏极端连接，二极管d1的阳极端与二极管d2的阴极端连接，二极管d3的阳极端与二极管d4的阴极端连接；

二极管d2的阳极端、二极管d4的阳极端与开关管q21的源极端以及电容c1的一端连接，电容c1的另一端与二极管d9的阴极端连接，开关管q21的栅极端与控制单元连接。

所述buck电流馈电全桥单元包括buck电路以及与所述buck电路连接的电流馈电全桥电路；

所述buck电路包括开关管q9、电感l2以及二极管d24，开关管q9的漏极端与有源功率因数校正电路的输出端连接，开关管q9的源极端与电感l2的一端以及二极管d24的阴极端连接，开关管q9的栅极端与控制单元的输出端连接；

电流馈电全桥电路包括开关管q1、开关管q2、开关管q3以及开关管q4，开关管q1的漏极端与电感l2的另一端、二极管d5的阴极端、开关管q4的漏极端以及二极管d8的阴极端连接；开关管q1的源极端与二极管d5的阳极端、开关管q2的漏极端、二极管d6的阴极端以及变压器t1原边线圈的一端连接；

开关管q2的源极端与二极管d6的阳极端、二极管d24的阳极端、开关管q3的源极端以及二极管d7的阳极端连接，开关管q3的漏极端与二极管d7的阴极端、电容cb的一端、开关管q4的源极端以及二极管d8的阳极端连接，电容cb的另一端与变压器t1原边线圈的另一端连接；

变压器t1的副边包括第一副边线圈以及第二副边线圈，第一副边线圈的一端与开关管q5的漏极端连接，开关管q5的源极端与开关管q6的源极端、电容c2的一端、电容c3的一端、开关管q7的源极端以及开关管q8的源极端连接；开关管q6的漏极端与第一副边线圈的另一端连接，电容c2的另一端与第一副边线圈的中心抽头、电容c3的另一端以及第二副边线圈的中心抽头连接；

开关管q7的漏极端与第二副边线圈的一端连接，开关管q8的漏极端与第二副边线圈的另一端连接。

还包括高端电压箝位电路，所述高端电压箝位电路包括二极管d9以及稳压管z1，二极管d9的阴极端与开关管q9的漏极端连接，二极管d9的阳极端与稳压管z1的阳极端连接，稳压管z1的阴极端与开关管q1的漏极端、二极管d5的阴极端、开关管q4的漏极端以及二极管d8的阴极端连接。

所述控制单元包括dsp。

本发明的优点：对buck电流馈电全桥单元的输出电流进行采样，即形成电流馈电拓扑；控制单元根据采样的输出电流调节buck电路的buck电路pwm占空比，使得buck电流馈电全桥单元输出的电流脉冲能跟踪控制单元的基准脉冲；在采用电流馈电拓扑时，能有效克服了传统电压馈电拓扑的缺点。在buck电路中省去了输出电容，在电流馈电全桥电路中省去了电感，简化了电路，使得电源体积大大减小。同时，电流馈电全桥电路中，允许同一桥臂的两个开关管的重叠导通，避免了传统全桥电路直通的危险、改善了开关管开关瞬间存在的问题，提高了电源效率和可靠性。

附图说明

图1为现有脉冲电流产生的电路框图。

图2为现有全桥及同步整流电路的电路原理图。

图3为现有lcc谐振式脉冲电流源的电路原理图。

图4为本发明的电路框图。

图5为本发明输入整流电路与有源功率因数校正配合的电路原理图。

图6为本发明buck电流馈电全桥单元与控制单元配合的电路原理图。

图7为本发明对开关管q9的控制时序图。

图8为本发明电流馈电全桥电路的时序图。

具体实施方式

下面结合具体附图和实施例对本发明作进一步说明。

如图4所示：为了能提高电源效率以及可靠性，本发明包括依次连接的输入整流电路、有源功率因数校正电路以及buck电流馈电全桥单元，所述有源功率因数校正电路、buck电流馈电全桥单元还与控制单元连接；

输入整流电路用于将外部的市电转换为直流电，控制单元控制有源功率因数校正电路输出所需稳定的电压，控制单元采集buck电流馈电全桥单元的输出电流，并根据所述输出电流调整buck电流馈电全桥单元的buck电路pwm占空比，以使得buck电流馈电全桥单元输出的电流脉冲能跟踪控制单元的基准脉冲。

具体地，输入整流电路用于将外部输入的220v交流电转换为直流电，控制单元控制有源功率因数校正电路输出所需稳定的电压，从而能改善buck电流馈电全桥单元的输入电流波形，提高整个电流源的功率因数，降低电流源对电网的干扰，改善脉冲电流源的emc特性。控制单元采用dsp芯片，实现了单芯片纯数字控制，当然，具体实施时，控制单元还可以采用其他常用的芯片类型，具体可以根据需要进行选择，此处不再赘述。

当buck电流馈电全桥单元为负载rl供电并输出电流时，控制单元采集buck电流馈电全桥单元的输出电流，并根据所述输出电流调整buck电流馈电全桥单元的buck电路pwm占空比，以使得buck电流馈电全桥单元输出的电流脉冲能跟踪控制单元的基准脉冲，即使得buck电流馈电全桥环境输出稳定的脉冲电流。

如图5所示，所述有源功率因数校正电路包括电感l1以及开关管q21，电感l1的一端与二极管d1的阴极端、二极管d3的阴极端、二极管d9的阳极端以及开关管q21的漏极端连接，二极管d1的阳极端与二极管d2的阴极端连接，二极管d3的阳极端与二极管d4的阴极端连接；

二极管d2的阳极端、二极管d4的阳极端与开关管q21的源极端以及电容c1的一端连接，电容c1的另一端与二极管d9的阴极端连接，开关管q21的栅极端与控制单元连接。

本发明实施例中，二极管d1、二极管d2、二极管d3以及二极管d4构成了输入整流电路，整流后的直流电存储在电感l1中，当然，输入整流电路还可以采用其他常用的形式，具体可以根据需要进行选择，只要能实现将交流电转换为直流电即可，二极管d1、二极管d2、二极管d3以及二极管d4构成输入整流电路具体的整流过程为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。

开关管q21可以采用mos管，开关管q21的导通状态受控制单元控制，且控制单元采用pwm方式控制开关管q21的导通状态；具体地，控制单元采集电容c1上的电压，并将电容c1上的电压与控制单元内预设电压比较，当电容c1上的电压高于预设电压时，控制单元减少开关管q21的pwm波脉宽，以降低电容c1上的电压；当电容c1上的电压低于预设电压时，控制单元增加开关管q21的pwm波脉宽，以增加电容c1上的电压，即控制单元使得电容c1上的电压与预设电压接近或一致，以为buck电路馈电全桥单元提供稳定的电压。

开关管q21导通时，电流流过电感线圈l1，电感线圈l1处于未饱和状态时，电感l1开始以磁能的形式储存电能，电容c1放电提供能量。开关管q21截止时，电感l1给电容c1供电，通过所述有源功率因数校正电路能使得功率因数达到95％以上。

如图6所示，所述buck电流馈电全桥单元包括buck电路以及与所述buck电路连接的电流馈电全桥电路；

所述buck电路包括开关管q9、电感l2以及二极管d24，开关管q9的漏极端与有源功率因数校正电路的输出端连接，开关管q9的源极端与电感l2的一端以及二极管d24的阴极端连接，开关管q9的栅极端与控制单元的输出端连接；

电流馈电全桥电路包括开关管q1、开关管q2、开关管q3以及开关管q4，开关管q1的漏极端与电感l2的另一端、二极管d5的阴极端、开关管q4的漏极端以及二极管d8的阴极端连接；开关管q1的源极端与二极管d5的阳极端、开关管q2的漏极端、二极管d6的阴极端以及变压器t1原边线圈的一端连接；

开关管q2的源极端与二极管d6的阳极端、二极管d24的阳极端、开关管q3的源极端以及二极管d7的阳极端连接，开关管q3的漏极端与二极管d7的阴极端、电容cb的一端、开关管q4的源极端以及二极管d8的阳极端连接，电容cb的另一端与变压器t1原边线圈的另一端连接；

变压器t1的副边包括第一副边线圈以及第二副边线圈，第一副边线圈的一端与开关管q5的漏极端连接，开关管q5的源极端与开关管q6的源极端、电容c2的一端、电容c3的一端、开关管q7的源极端以及开关管q8的源极端连接；开关管q6的漏极端与第一副边线圈的另一端连接，电容c2的另一端与第一副边线圈的中心抽头、电容c3的另一端以及第二副边线圈的中心抽头连接；

开关管q7的漏极端与第二副边线圈的一端连接，开关管q8的漏极端与第二副边线圈的另一端连接。

具体实施时，还包括高端电压箝位电路，所述高端电压箝位电路包括二极管d9以及稳压管z1，二极管d9的阴极端与开关管q9的漏极端连接，二极管d9的阳极端与稳压管z1的阳极端连接，稳压管z1的阴极端与开关管q1的漏极端、二极管d5的阴极端、开关管q4的漏极端以及二极管d8的阴极端连接。

本发明实施例中，开关管q1～开关管q9可以采用mos管，其中，开关管q1、开关管q2、开关管q3以及开关管q4构成全桥电路，所述全桥电路采用对角导通的方式，即开关管q1与开关管q3同步导通，开关管q2与开关管q4同步导通，开关管q5、开关管q6、开关管q7以及开关管q8用于输出整流，当开关管q1与开关管q3同步导通时，开关管q6、开关管q8导通整流，而当开关管q2与开关管q4同步导通时，开关管q5、开关管q7导通整流，具体时序如图8所示。具体实施时，开关管q1～开关管q8驱动时序都是固定的，占空比不变，也即是处于开环模式。

具体使用时，负载rl与电容c2以及电容c3并联，以为负载rl提供稳定的电流。对图8所示的时序中，开关管q1以及开关管q3先导通并维持导通状态，开关管q2以及开关管q4与开关管q1、开关管q3具有重叠导通时间td，当开关管q1、开关管q2、开关管q3以及开关管q4均处于导通状态时，电感l2的输出端短路(电感l2的输出端具体是指电感l2与开关管q1、开关管q4对应连接的端部)，由于电感l2阻抗较大，电压v1会立即下降到零，又由于电感l1的电感量大，所以电流能保持恒定。

当开关管q2、开关管q4导通并在重叠导通时间td内时，流过开关管q2、开关管q4的电流开始上升，而流过开关管q1、开关管q3的电流下降。由于开关管q2、开关管q4是在对应两端电压均为零的情况下电流上升，因此，开关管q2、开关管q4的开通阶段不产生导通损耗。

开关管q2、开关管q4导通并持续时间td后，开关管q1、开关管q3关断，此时电压v1也为零，因此，实现了零电压关断，不产生关断损耗。此外，在开关管q1以及开关管q3导通时，变压器t1的漏感能存储能量，在开关管q2、开关管q4导通并持续时间td时，电压v1始终为0，因此，随着变压器t1原边线圈两端电压的下降，变压器t1的漏感电压会反向维持电流，即变压器t1漏感存储的能量会对负载rl供电，提高了电源转换的效率。

在对负载rl提供稳定地电流时，控制单元采集流过负载rl的电流，即形成电流馈电的结构形式，对于处于同一桥臂的开关管，如开关管q1与开关管q2、开关管q3与开关管q4允许重叠导通，且同一桥臂的开关管导通时，由于电感l2呈高阻抗状态，由开关管q1～开关管q4构成全桥电路的节点电压均降为零，即通过电感l2的高阻抗，使得全桥电路的供电母线成为恒流源，即变压器t1的原边的供电形成恒流源。

如图6和图7所示，控制单元内包括误差放大器以及脉宽调制器，当对负载rl提供稳定地电流时，采样的输出电流输入到误差放大器内，即形成电流反馈。控制单元将采样的输出电流与基准脉冲比较，并根据比较结果调整buck电路的buck电路pwm占空比，即调节开关管q9的导通状态。图7中，vp为电流的基准脉冲，vg为对驱动开关管q9的脉冲波形，vs的占空比由反馈环路确定，然后用电流基准vp对vs斩波即可到得到vg。在通过对基准脉冲vp的设置，能调节输出电流的参数，输出电流的可调参数包括电流脉冲宽度、重复频率以及幅度，具体输出电流的调整可以根据需要进行选择，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。

当通过调节buck电路pwm占空比时，能调节电流馈电全桥电路的输入电压，即通过调整全桥母线电压来得到稳定的输出脉冲电流。根据输出电流与基准脉冲比较，并调节buck电路pwm占空比的过程可以采用本技术领域常用的技术手段实现，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。本发明实施例中，只有对输出电流采样的一个反馈环路，简化了控制电路，而且电流响应速度快，对于负载任何的变化和扰动，反馈环路能在几个开关周期内得到补偿。

由图6可知，在buck电路中省去了buck电路的输出电容；且在电流馈电全桥电路中省去了输出电感，因此，能有效缩小了电源体积。同时，电流馈电全桥电路中变压器t1的副边没有电感，不会出现由于电感电流不连续而造成输出电压剧烈变化的情况。电流馈电全桥电路中的开关管工作于开环模式，输出电流采样经过控制单元处理后与buck环节形成闭环。

本发明对buck电流馈电全桥单元的输出电流进行采样，即形成电流馈电拓扑；控制单元根据采样的输出电流调节buck电路的buck电路pwm占空比，使得buck电流馈电全桥单元输出的电流脉冲能跟踪控制单元的基准脉冲；在采用电流馈电拓扑时，能有效克服了传统电压馈电拓扑的缺点。在buck电路中省去了输出电容，在电流馈电全桥电路中省去了电感，简化了电路，使得电源体积大大减小。同时，电流馈电全桥电路中，允许同一桥臂的两个开关管的重叠导通，避免了传统全桥电路直通的危险、改善了开关管开关瞬间存在的问题，提高了电源效率和可靠性。